Bài giảng Điện tử Công nghiệp

177 trang huongle 7570

Download

Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Bài giảng Điện tử Công nghiệp", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

bai_giang_dien_tu_cong_nghiep.pdf

Nội dung text: Bài giảng Điện tử Công nghiệp

TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG THÁI NGUYÊN KHOA CÔNG NGHỆ ĐIỆN TỬ VÀ TRUYỀN THÔNG Bài giảng: ĐIỆN TỬ CÔNG NGHIỆP (Tài liệu lưu hành nội bộ) Thái Nguyên, năm 2012
Chương 1 CÁC PHẦN TỬ BÁN DẪN CÔNG SUẤT CƠ BẢN I.1 THYRISTOR Thyristor là phần tử bán dẫn cấu tạo từ bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n: J1, J2, J3. Thyristor có ba cực Anode (A), Cathode (K), cực điều khiển (G – Gate) như được biểu diễn trên hình 1.1. K G K i A A Iv n n p J3 I I I J G3 G2 G1 2 V Dòng dò - G Idt n Ung, max J1 p K Uthmax b) a) A Hình 1.7. Thyristor Cấu trúc bán dẫn; Ký hiệu; Hình ảnh thực tế Hình 1.8. Đặc tính Vôn-Ampe của Thyristor I.1.1 Đặc tính Vôn-Ampe của Thyristor Đặc tính Vôn-Ampe của một Thyristor gồm hai phần (hình 1.2). Phần thứ nhất nằm trong góc phần tư thứ I là đặc tính thuận tương ứng với trường hợp điện áp UAK > 0; phần thứ hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là đặc tính ngược, tương ứng với trường hợp: UAK 0, lúc đầu cũng chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Điện trở tương đương mạch Anode- Cathode vẫn có giá trị rất lớn. Khi đó tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, J2 phân cực
ngược. Cho đến khi UAK tăng đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất, Uth.max, sẽ xảy ra hiện tượng điện trở tương đương mạch Anode-Cathode đột ngột giảm, dòng điện chạy qua Thyristor sẽ chỉ bị giới hạn bởi điện trở mạch ngoài. Nếu khi đó dòng qua Thyristor lớn hơn một mức dòng tối thiểu, gọi là dòng duy trì Idt, thì khi đó Thyristor sẽ dẫn dòng trên đường đặc tính thuận. Đoạn đặc tính thuận được đặc trưng bởi tính chất dẫn dòng và phụ thuộc vào giá trị của phụ tải nhưng điện áp rơi trên Anode- Cathode nhỏ và hầu như không phụ thuộc vào giá trị của dòng điện. b) Trường hợp có dòng điện vào cực điều khiển (IG > 0) Nếu có dòng điều khiển đưa vào giữa cực điều khiển (G) và Cathode, quá trình chuyển điểm làm việc trên đường đặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, có Uth 0 còn phải thỏa mãn điều kiện là điện áp điều khiển dương. Do đó Thyristor được coi là phần tử bán dẫn có điều khiển. a) Mở Thyristor Khi được phân cực thuận, UAK > 0, Thyristor có thể mở bằng hai cách. Thứ nhất, có thể tăng điện áp Anode-Cathode cho đến khi đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất, Uth.max, điện trở tương đương trong mạch Anode-Cathode sẽ giảm đột ngột và dòng qua Thyristor sẽ hoàn toàn do mạch ngoài xác định. Phương pháp này trên thực tế không được áp dụng do nguyên nhân mở không mong muốn. Phương pháp thứ hai, phương pháp được áp dụng thực tế, là đưa một xung dòng điện có giá trị nhất định vào giữa cực điều khiển và Cathode. Xung dòng điện điều khiển sẽ chuyển trạng thái của Thyristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức điện áp Anode-Cathode nhỏ. Khi đó nếu dòng qua Anode-Cathode lớn hơn một giá trị nhất định, gọi là dòng duy trì (Idt) thì Thyristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái mở dẫn dòng mà không cần đến sự tồn tại của xung dòng điểu khiển. Điều này nghĩa là có thể điều khiển mở các Thyristor bằng các xung dòng có độ rộng xung nhất định, do đó công suất của mạch điều khiển có thể là rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà Thyristor là một phần tử đóng cắt, khống chế dòng điện. b) Khoá Thyristor Một Thyristor đang dẫn dòng sẽ trở về trạng thái khóa (điện trở tương đương mạch Anode-Cathode tăng cao) nếu dòng điện giảm về không. Tuy nhiên để Thyristor vẫn ở trạng thái khóa, với trở kháng cao, khi điện áp Anode-Cathode lại dương (U AK 0),
cần phải có một thời gian nhất định để các lớp tiếp giáp phục hồi hoàn toàn tính chất cản trở dòng điện của Thyristor. Khi Thyristor dẫn dòng theo chiều thuận, hai lớp tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, các điện tích đi qua hai lớp này dễ dàng và lấp đầy tiếp giáp J2 đang bị phân cực ngược. Vì vậy mà dòng điện có thể chảy qua ba lớp tiếp giáp J1, J2, J3. Để khóa Thyristor lại cần giảm dòng Anode-Cathode về không bằng cách hoặc là đổi chiều dòng điện hoặc áp một điện áp ngược lên giữa Anode và Cathode của Thyristor. Sau khi dòng về bằng không phải đặt một điện áp ngược lên Anode-Cathode (U AK 0) trong một khoảng thời gian tối thiểu, gọi là thời gian khóa (ký hiệu là: tr ), lúc này Thyristor sẽ khóa. Trong thời gian phục hồi có một dòng điện ngược chạy giữa Cathode và Anode. Thời gian phục hồi là một trong những thông số quan trọng của Thyristor. Thời gian phục hồi xác định dải tần số làm việc của Thyristor. Thời gian phục hồi có giá trị cỡ 5 ÷ 10s đối với các Thyristor tần số cao và cỡ 50 ÷ 200s đối với các Thyristor tần số thấp. I.1.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển Thyristor Quan hệ giữa điện áp trên cực điều khiển và Cathode với dòng đi vào cực điều khiển xác định các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển Thyristor. Với cùng một loại Thyristor nhà sản xuất sẽ cung cấp một họ đặc tính điều khiển (ví dụ như hình 1.3) trên đó có thể thấy được các đặc tính giới hạn về điện áp và dòng điện nhỏ nhất ứng với một nhiệt độ môi trường nhất định mà tín hiệu điều khiển phải đảm bảo để chắc chắn mở được một Thyristor. Dòng điều khiển đi qua tiếp giáp p-n giữa cực điều khiển và Cathode cũng làm phát nóng tiếp giáp này. Vì vậy tín hiệu điều khiển cũng phải bị hạn chế về công suất. Công suất giới hạn của tín hiệu điều khiển phụ thuộc vào độ rộng của xung điều khiển. Tín hiệu điều khiển là một UGK Giới hạn dòng nhỏ nhất xung có độ rộng càng ngắn thì công suất cho phép có thể càng lớn. Giới hạn công suất xung Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển Thyristor 0,01ms được cho trên hình 1.4. Khóa Transistor T Vùng mở chắc chắn 0,1ms được điều khiển bởi một xung có độ rộng -100C nhất định, đóng cắt điện áp phía sơ cấp 00C biến áp xung. Xung điều khiển đưa đến Giới hạn điện áp nhỏ nhất cực điều khiển của Thyristor ở phía bên 0 G cuộn thứ cấp. Như vậy mạch lực được Hình 1.3. Yêu cầu đối với xung cách ly hoàn toàn với mạch điều khiển điểu khiển của Thyristor bởi biến áp xung. Điện trở R hạn chế dòng qua Transistor và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển. Diode D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp xung khi Transistor T khóa lại để chống quá áp trên T. Diode D2 ngăn xung âm vào cực điều khiển. Diode D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi Thyristor bị phân cực ngược.
+Un D I.1.4 Các thông số cơ bản của BAX 2 G Thyristor * * u D1 W1 W2 D C đkT Các thông số cơ bản là các thông số on 3 dựa vào đó ta có thể lựa chọn một off Thyristor cho một ứng dụng cụ thể nào K RB đó. Tr2 1/- Giá trị dòng trung bình cho phép chạy qua Thyristor, Iv Hình 1.4. Sơ đồ tiêu biểu mạch khuếch đại Đây là giá trị dòng trung bình cho phép xung điều khiển tiristo chạy qua Thyristor với điều kiện nhiệt độ của cấu trúc tinh thể bán dẫn của Thyristor không vượt quá một giá trị cho phép. Trong thực tế dòng điện cho phép chạy qua Thyristor còn phụ thuộc vào các điều kiện làm mát và nhiệt độ môi trường. Thyristor có thể được gắn lên các bộ tản nhiệt tiêu chuẩn và làm mát tự nhiên. Ngoài ra, Thyristor có thể phải được làm mát cưỡng bức nhờ quạt gió hoặc dùng nước để tải nhiệt lượng toả ra nhanh hơn. Vấn đề làm mát van bán dẫn sẽ được đề cập đến ở phần sau, ta có thể lựa chọn dòng điện theo các phương án sau:  Làm mát tự nhiên: dòng sử dụng cho phép đến một phần ba +Un dòng Iv.  Làm mát cưỡng bức bằng D BAX 2 G quạt gió: dòng sử dụng bằng hai * * phần ba dòng Iv. u D1 W1 W2 D C đkT on 3  Làm mát cưỡng bức bằng off nước: có thể sử dụng 100% dòng K R Iv. B 2/- Điện áp ngược cho phép lớn Tr2 nhất, U ng.max Hình 1.4. Sơ đồ tiêu biểu mạch khuếch đại Đây là giá trị điện áp ngược lớn xung điều khiển tiristo nhất cho phép đặt lên Thyristor. Tại bất kỳ thời điểm nào điện áp giữa Anode-Cathode UAK luôn nhỏ hơn. Để đảm bảo một độ dự trữ nhất định về điện áp, nghĩa là phải được chọn ít nhất là bằng 1,2 đến 1,5 lần giá trị biên độ lớn nhất của điện áp trên sơ đồ đó. 3/- Thời gian phục hồi tính chất khóa của Thyristor, tr (s) Đây là thời gian tối thiểu phải đặt điện áp âm lên giữa Anode-Cathode của Thyristor sau khi dòng Anode-Cathode đã về bằng không trước khi lại có thể có điện áp dương mà Thyristor vẫn khóa. Thời gian phục hồi tr là một thông số rất quan trọng của Thyristor, nhất là trong các bộ nghịch lưu độc lập, trong đó phải luôn đảm bảo rằng thời gian dành cho quá trình khóa phải bằng 1,5 đến 2 lần tr. dU 4/- Tốc độ tăng điện áp cho phép, (V/s) dt
Thyristor được sử dụng như một phần tử có điều khiển, tức Thyristro được phân cực thuận (UAK > 0) và có tín hiệu điều khiển thì nó mới cho phép dòng điện chạy qua. Nhưng khi Thyristor được phân cực thuận chưa có Uđk thì phần lớn điện áp rơi trên lớp tiếp giáp J2 như được chỉ ra trên hình 1.5. Lớp tiếp giáp J2 bị phân cực ngược K G K nên độ dày của nó nở ra, tạo ra vùng n n J không gian nghèo điện tích, cản trở dòng p 3 J2 điện chạy qua. Vùng không gian này có CJ2 n- thể coi như một tụ điện có điện dung C . J1 J2 p i=C (du/dt) Khi có điện áp biến thiên với tốc độ lớn, J2 dòng điện của tụ điện có giá trị đáng kể, A đóng vai trò như dòng điều khiển. Kết Hình 1.5. Hiệu ứng dU/dt tác dụng như quả là Thyristor có thể mở ra khi chưa có dòng điều khiển tín hiệu điều khiển vào cực điều khiển G. Tốc độ tăng điện áp là một thông số để phân biệt giữa Thyristor tần số thấp với các Thyristor tần số cao. Ở Thyristor tần số thấp, dU/dt vào khoảng 50 đến 200 v/s; với các Thyristor tần số cao dU/dt có thể đạt 500 đến 2000 V/s. dI 5/- Tốc độ tăng dòng cho phép, (A.s) dt Khi Thyristor bắt đầu mở, không phải mọi điểm trên tiết diện tinh thể bán dẫn của nó đều dẫn dòng đồng đều. Dòng điện sẽ chạy qua bắt đầu ở một số điểm, gần với cực điều khiển nhất, sau đó sẽ lan toả dần sang các điểm khác trên toàn bộ tiết diện. Nếu tốc độ tăng dòng quá lớn có thể dẫn đến mật độ dòng điện ở các điểm dẫn ban đầu quá lớn, sự phát nhiệt cục bộ quá mãnh liệt có thể dẫn đến hỏng cục bộ, từ đó dẫn đến hỏng toàn bộ tiết diện tinh thể bán dẫn. Tốc độ tăng dòng cũng phân biệt Thyristor tần số thấp, có dI/dt cỡ 50 ÷ 100 A/s, với các Thyristor tần số cao với dI/dt cỡ 500 ÷ 2000 A/s. Trong các ứng dụng phải luôn đảm bảo tốc độ tăng dòng dưới mức cho phép. Điều này đạt được nhờ mắc nối tiếp các van bán dẫn với các cuộn kháng. I.2 TRIAC T2 n T2 p n p G G n n T1 T1 a) b) c) Hình 1.6. Triac: a) Cấu trúc bán dẫn; b) Ký hiệu; c) Sơ đồ tương đương với hai Thyristor song song ngược
Triac là phần tử bán dẫn có cấu trúc bán dẫn gồm năm lớp, tạo nên cấu trúc p-n-p-n như ở Thyristor theo cả hai chiều giữa các cực T1 và T2 như được thể hiện trên hình 1.16a. Triac có ký hiệu trên sơ đồ như trên hình 1.6b, có thể dẫn dòng theo cả hai chiều T1 và T2. Về nguyên tắc, Triac hoàn toàn có thể coi là tương đương với hai Thyristor đấu song song ngược như trên hình 1.6c. Đặc tính vôn-ampe của Triac bao gồm hai đoạn đặc tính ở góc phần tư thứ I và thứ III, mỗi đoạn đều giống như đặc tính thuận của một Thyristor như được biểu diễn trên hình 1.7a. Triac có thể điều khiển mở dẫn i(A) dòng bằng cả xung dòng dương (dòng đi T2 Iv vào cực điều khiển) hoặc bằng xung dòng âm (dòng đi ra khỏi cực điều Idt R u G khiển). Tuy nhiên xung dòng điều khiển - T1 âm có độ nhạy kém hơn. Nguyên lý thực 0 Uv,th Uth,max + hiện điều khiển bằng xung dòng điều (a) khiển âm được biểu diễn trên hình 1.7b. b) Triac đặc biệt hữu ích trong các Hình 1.7. Triac: a) Đặc tính vôn-ampe ứng dụng điều chỉnh điện áp xoay chiều b) Điều khiển triac bằng dòng điều khiển âm hoặc các công-tắc-tơ tĩnh ở dải công suất vừa và nhỏ. I.3 THYRISTOR KHÓA ĐƯỢC Ở CỰC ĐIỀU KHIỂN, GTO (Gate Turn - Off Thyristor) Các GTO, như tên gọi của nó, nghĩa là khóa lại được bằng cực điều khiển, có khả năng đóng cắt các dòng điện rất lớn, chịu được điện áp cao giống như Thyristor, là một van điều khiển hoàn toàn, có thể chủ động cả thời điểm khóa dưới tác động của tín hiệu điều khiển. Việc ứng dụng các GTO đã A (Anode) phát huy ưu điểm cơ bản của các phần tử bán p+ n+ p+ n+ p+ n+ p+ A dẫn, đó là khả năng đóng cắt dòng điện lớn J1 n nhưng lại được điều khiển bởi các tín hiệu V J2 điện công suất nhỏ. p G n+ n+ n+ Cấu trúc bán dẫn của GTO phức tạp J3 K G (Gate) hơn so với Thyristor như được chỉ ra trên a) b) hình 1.8. Ký hiệu của GTO cũng chỉ ra tính K (Cathode) chất điều khiển hoàn toàn của nó. Đó là dòng Hình 1.8. GTO: điện đi vào cực điều khiển để mở GTO, còn a) Cấu trúc bán dẫn; b) Ký hiệu dòng đi ra khỏi cực điều khiển dùng để di chuyển các điện tích ra khỏi cấu trúc bán dẫn của nó, để khóa GTO lại. Trong cấu trúc bán dẫn của GTO lớp p, Anode được bổ sung các lớp n+. Dấu “+” ở bên cạnh chỉ ra rằng mật độ các điện tích tương ứng, các lỗ hoặc điện tử, được làm giàu thêm với mục đích làm giảm điện trở khi dẫn của các vùng này. Cực điều
khiển vẫn được nối vào lớp p thứ ba nhưng được chia nhỏ ra và phân bố đều so với lớp n+ của Cathode. Khi chưa có dòng điểu khiển, nếu Anode có điện áp dương hơn so với Cathode thì toàn bộ điện áp sẽ rơi trên tiếp giáp J2 ở giữa, giống như trong cấu trúc của Thyristor. Tuy nhiên nếu Cathode có điện áp dương hơn so với Anode thì tiếp giáp p+- n ở sát Anode sẽ bị đánh thủng ngay ở điện áp rất thấp, nghĩa là GTO không thể chịu được điện áp ngược. GTO được điều khiển mở bằng cách cho dòng vào cực điều khiển, giống như ở Thyristor thường. Tuy nhiên do cấu trúc bán dẫn khác nhau nên dòng duy trì ở GTO cao hơn ở Thyristor thường. Do đó, dòng điều khiển phải có biên độ lớn hơn và duy trì trong thời gian dài hơn để dòng qua GTO kịp vượt xa giá trị dòng duy trì. Giống như ở Thyristor thường, sau khi GTO đã dẫn thì dòng điều khiển không còn tác dụng. Như vậy, có thể mở GTO bằng các xung ngắn, với công suất không đáng kể. Để khoá GTO, một xung dòng phải được lấy ra từ cực điều khiển. Khi van đang dẫn dòng, tiếp giáp J2 chứa một số lượng lớn các điện tích sinh ra do tác dụng của hiệu ứng bắn phá "vũ bão" tạo nên vùng dẫn điện, cho phép các điện tử di chuyển từ Cathode, vùng n+ đến Anode, vùng p+, tạo nên dòng Anode. Bằng cách lấy đi một số lượng lớn các điện tích qua cực điêu khiển, vùng dẫn điện sẽ bị co hẹp và bị ép về phía vùng n+ của Anode và vùng n+ của Cathode. Kết quả là dòng Anode sẽ bị giảm cho đến khi bằng 0. Dòng điều khiển được duy trì một thời gian ngắn để GTO phục hồi tính chất khóa. Yêu cầu về xung điều khiển và nguyên tắc thực hiện được thể hiện IG A trên hình 1.9. Hình 1.9a thể hiện xung dòng khoá GTO phải có biên độ rất V t lớn, vào khoảng 20 ÷ 25% biên độ G IG’max K dòng Anode-Cathode. Một yêu cầu quan trọng nữa là xung dòng điều Më Khãa khiển phải có độ dốc sườn xung rất a) b) lớn, sau khoảng 0,5 ÷1s. Điều này Hình 1.9. Nguyên lý điều khiển GTO: giải thích tại sao nguyên lý thực hiện a) Yêu cầu dạng xung điều khiển; b) Nguyên lý thực hiện tạo xung dòng khoá là nối mạch cực điều khiển vào một nguồn dòng. Về nguyên tắc, nguồn dòng có nội trở bằng không và có thể cung cấp một dòng điện vô cùng lớn. Sơ đồ đơn giản trên hình 1.10 mô tả việc thực hiện nguyên lý điều +15V khiển trên. Mạch điện dùng hai khoá A T Transistor T1, T2. Khi tín hiệu điều 1 khiển là 15V, T1 mở, dòng chạy từ V C1 nguồn 15V qua điện trở hạn chế R1 nạp R1 điện cho tụ Cl tạo nên dòng chạy vào G 15V DZ12V 0V T 2 K Hình 1.10. Mạch điều khiển GTO
cực điều khiển của GTO. Khi tụ C1 nạp đầy đến điện áp của diode ổn áp Dz (12V), dòng điều khiển kết thúc. Khi tín hiệu điều khiển đưa vào cực gốc T1, T2. T2 sẽ mở do có điện áp trên tụ C1, tụ C1 bị ngắn mạch qua cực điều khiển và Cathode, Transistor T2 tạo nên dòng đi ra khỏi cực điều khiển, khoá GTO lại. Diode Dz ngăn không cho tụ C, nạp ngược lại. Ở đây vai trò của nguồn áp chính là tụ Cl, do đó tụ Cl Phải chọn là loại có chất lượng rất cao. Transistor T2 phải chọn là loại chịu được xung dòng có biên độ lớn chạy qua. I.4 TRANSISTOR CÔNG SUẤT, BJT (Bipolar Junction Transistor) Transistor là phần tử bán dẫn có cấu (Base) E (Emitter) trúc bán dẫn gồm 3 lớp bán dẫn p-n-p B (bóng thuận) hoặc n-p-n (bóng ngược), n p n n tạo nên hai tiếp giáp p-n. Cấu trúc này C B thường được gọi là Bipolar Junction n- Transistor (BJT), vì dòng điện chạy n trong cấu trúc này bao gồm cả hai loại E điện tích âm và dương (Bipolar nghĩa là C a) b) hai cực tính). Transistor có ba cực: Hình 1.11. BJT: Base (B), Collector (C) và Emitter (E). a) Cấu trúc bán dẫn; b) Ký hiệu BJT công suất thường là loại bóng ngược. Cấu trúc tiêu biểu và ký hiệu trên sơ đồ của một BJT công suất được biểu diễn trên hình 1.11, trong đó lớp bán dẫn n xác định điện áp đánh thủng của tiếp giáp B-C và do đó của C-E. Trong chế độ tuyến tính, hay còn gọi là chế độ khuếch đại, Transistor là phần tử khuếch đại dòng điện với dòng Collector Ic bằng  lần dòng Base (dòng điều khiển), trong đó  là hệ số khuếch đại dòng điện. Ic = .IB Tuy nhiên, trong điện tử công suất Transistor chỉ được sử dụng như một phần tử khoá. Khi mở dòng điều khiển phải thỏa mãn điều kiện: I I I C hay Ik C B  B bh  Trong đó kbh = 1,2  1,5 gọi là hệ số bão hoà. Khi đó Transistor sẽ ở trong chế độ bão hòa với điện áp giữa Collector và Emitter rất nhỏ, cỡ 1 ÷ 1,5V, gọi là điện áp bão hòa, UCE. bh . Khi khoá, dòng điều khiển IB bằng không, lúc đó dòng Collector gần bằng không, điện áp UCE sẽ lớn đến giá trị điện áp nguồn cung cấp cho mạch tải nối tiếp với Transistor. Tổn hao công suất trên Transistor bằng tích của dòng điện Collector với điện áp rơi trên Collector-Emitter, sẽ có giá trị rất nhỏ trong chế độ khoá. Trong cấu trúc bán dẫn của BJT, ở chế độ khoá, cả hai tiếp giáp B-E và B-C đều bị phân cực ngược. Điện áp đặt giữa Collector-Emitter sẽ rơi chủ yếu trên vùng trở
kháng cao của tiếp giáp pn . Độ dày và mật độ điện tích của lớp n xác định khả năng chịu điện áp của cấu trúc BJT. Transistor ở trong chế độ tuyến tính nếu tiếp giáp B-E phân cực thuận và tiếp giáp B-C phân cực ngược. Trong chế độ tuyến tính, số điện tích dương đưa vào từ cực Base sẽ kích thích các điện tử từ tiếp giáp B-C thâm nhập vào vùng Base, tại đây chúng được trung hòa hết. Kết quả là tốc độ trung hòa quyết định dòng Collector tỷ lệ với dòng Base, IIcB  . Transistor ở trong chế độ bão hòa nếu cả hai tiếp giáp B-E và B-C đều được phân cực thuận. Các điện tử sẽ thâm nhập vào đầy vùng Base, vùng p, từ cả hai tiếp giáp B-E và B-C, và nếu các điện tích dương được đưa vào từ cực Base có số lượng dư thừa thì các điện tích sẽ không bị trung hòa hết, kết quả là vùng Base sẽ trở nên vùng có điện trở nhỏ, dòng điện có thể chạy qua. Cũng do tốc độ trung hòa điện tích không kịp nên Transistor không còn khả năng khống chế dòng điện được nữa và giá trị dòng điện sẽ hoàn toàn do mạch ngoài quyết định. Đó là chế độ mở bão hòa. Cơ chế tạo ra dòng điện ở đây là sự thâm nhập của các điện tích khác dấu vào vùng Base p, các điện tử, vì vậy BJT còn gọi là cấu trúc với các hạt mang điện phi cơ bản, phân biệt với cấu trúc MOSFET, là cấu trúc với các hạt mang điện cơ bản. I.4.1 Đặc tính đóng cắt của Transistor uB +Un UB1 t UB2 Rt U (t) BE 0,7V CBC t iC(t) UB2 C iB(t) iB(t) uB(t) RB IB1(t) B UB1 E t UB2 C BE (a) uCE(t) IB2(t) +Un H×nh 1.12. Qu¸ tr×nh ®ãng-c¾t U -I .R t n C,bh t mét BJT iC(t) IC,bh a/- S¬ ®å b/- D¹ng sãng dßng, ¸p (b) t (1) (2) (3) (4) (5) (6) (7) (8) (9) Chế độ đóng cắt của Transistor phụ thuộc chủ yếu vào các tụ ký sinh giữa các tiếp giáp B-E và B-C, CBE và CBC . Ta phân tích quá trình đóng cắt của một Transistor qua sơ đồ khoá trên hình 1.12a, trong đó Transistor đóng cắt một tải thuần trở Rt dưới điện áp
U điều khiển bởi tín hiệu điện áp từ U đến U và ngược lại. Dạng sóng dòng n B2 B1 điện, điện áp cho trên hình 1.12b. a. Quá trình mở Theo đồ thị ở hình 1.12, trong khoảng thời gian (1), BJT đang trong chế độ khoá với điện áp ngược U đặt lên tiếp giáp B-E. Quá trình mở BJT bắt đầu khi tín hiệu điều B2 khiển nhảy từ lên mức U . Trong khoảng (2), tụ đầu vào, giá trị tương đương B1 bằng CCC , nạp điện từ điện áp đến U . Khi U còn nhỏ hơn không, in BE BC B1 BE chưa có hiện tượng gì xảy ra đối với IC và UCE . Tụ Cin chỉ nạp đến giá trị ngưỡng mở U * của tiếp giáp B-E, cỡ 0,6 ÷ 0,7V, bằng điện áp rơi trên diode theo chiều thuận, thì quá trình nạp kết thúc. Dòng điện và điện áp trên BJT chỉ bắt đầu thay đổi khi U BE giá trị không ở đầu giai đoạn (3). Khoảng thời gian (2) gọi là thời gian trễ khi mở, td on của BJT. Trong khoảng (3), các điện tử xuất phát từ Emitter thâm nhập vào vùng Base, vượt qua tiếp giáp B-C làm xuất hiện dòng Collector. Các điện tử thoát ra khỏi Collector càng làm tăng thêm các điện tử đến từ Emitter. Quá trình tăng dòng IC , IE tiếp tục xảy ra cho đến khi trong Base đã tích lũy đủ lượng điện tích dư thừa QB mà tốc độ tự trung hòa của chúng đảm bảo một dòng Base không đổi: UU * I B1 B1 RB Tại điểm cộng dòng điện tại Base trên sơ đồ hình I.12a, ta có: I i i i B1 C BE C BC B trong đó: iC. BE là dòng nạp của tụ CBE, iC. BC là dòng nạp của tụ CBC, iB là dòng đầu vào của Transistor, iiCB  Dòng Collector tăng dần theo quy luật hàm mũ, đến giá trị cuối cùng là I ( ) =  .I . Tuy nhiên chỉ đến cuối giai đoạn (3) thì dòng I đã đạt đến giá trị bão CB1 C hòa, IC.bh , BJT ra khỏi chế độ tuyến tính và điều kiện không còn tác dụng nữa. Trong chế độ bão hòa cả hai tiếp giáp B-E và B-C đều được phân cực thuận. Vì khoá làm việc với tải trở trên Collector nên điện áp trên Collector - Emitter VCE cũng giảm theo cùng tốc độ với sự tăng của dòng IC . Khoảng thời gian (3) phụ thuộc vào độ lớn của dòng I , dòng này càng lớn thì thời gian này càng ngắn. B1 Trong khoảng (4), phần cuối của điện áp UCE tiếp tục giảm đến giá trị điện áp bão hòa cuối cùng xác định bởi biểu thức: UUIRCE n C.1 bh.
Thời gian (4) phụ thuộc quá trình suy giảm điện trở của vùng n và phụ thuộc cấu tạo của BJT; Trong giai đoạn ( 5): BJT hoàn toàn làm việc trong chế độ bão hòa. b. Quá trình khoá BJT Trong thời gian BJT ở trong chế độ bão hòa, điện tích tích tụ không chỉ trong lớp Base mà cả trong lớp Collector. Khi điện áp điều khiển thay đổi từ U xuống U ở đầu giai đoạn (6), điện tích B1 B2 tích lũy trong các lớp bán dẫn không thể thay đổi tức thời. Dòng I B lúc này sẽ có giá trị: UU * I B2 B2 RB Lúc đầu các điện tích được di chuyển ra ngoài bằng dòng không đổi I Giai B2 đoạn di chuyển kết thúc ở cuối giai đoạn (6) khi mật độ điện tích trong tiếp giáp Base- Collector giảm về bằng không và sau đó tiếp giáp nay bắt đầu bị phân cực ngược. Khoảng thời gian (6) gọi là thời gian trễ khi khoá, td off . Trong khoảng (7), dòng Collector IC bắt đầu giảm về bằng không, điện áp UCE sẽ tăng dần tới giá trị Un . Trong khoảng này BJT làm việc trong chế độ tuyến tính, trong đó dòng IC tỷ lệ với dòng Base. Tụ CBC bắt đầu nạp tới giá trị điện áp ngược, bằng U n . Lưu ý rằng trong giai đoạn này, tại vùng Base trên sơ đồ hình 1.12a, ta có: I I i B2 C. BC B Trong đó: IC. BC là dòng nạp của tụ ; iB là dòng đầu vào của Transistor. Từ đó có thể thấy quy luật IiCB . vẫn được thực hiện. Tiếp giáp B-E vẫn được phân cực thuận, tiếp giáp B-C bị phân cực ngược. Đến cuối khoảng (7) Transistor mới khoá lại hoàn toàn. Trong khoảng (8), tụ Base-Emitter tiếp tục nạp tới điện áp ngược U B2 Transistor ở chế độ khoá hoàn toàn trong khoảng (9). c. Dạng tối ưu của dòng điều khiển khoá Transistor Transistor có thể khoá lại bằng cách cho điện áp đặt giữa Base-Emitter bằng không, tuy nhiên có thể thấy rằng khi đó thời gian khoá sẽ bị kéo dài đáng kể. Khi dòng I 0, toàn bộ điện tích tích lũy trong cấu trúc bán dẫn của Transistor sẽ suy giảm B2 dần dần tới khi Transitor có thời gian khóa. Có thể rút ngắn thời gian mở, khoá iB(t) Transistor bằng cách cưỡng bức quá trình di IB1 chuyển điện tích nhờ dạng dòng điện điều khiển Kbh.IC như biểu diễn trên hình 1.13. Ở thời điểm mở, t dòng I có giá trị lớn hơn nhiều so với giá trị B1 cần thiết để bão hòa BJT trong chế độ dẫn, Hình 1.13. Dạng dòng điện điều I k. I . Như vậy thời gian trễ khi mở I B on bh C B on khiển lý tưởng cho một khóa BJT
và thời gian mở tr on (khoảng (3) trên đồ thị hình 1.12b) sẽ được rút ngắn. Dòng khoá I cũng cần có biên độ lớn để rút ngắn thời gian trễ khi khoá B2 td off và thời gian khoá tr off (khoảng (7) trên đồ thị hình 1.12b). Tuy nhiên, dòng I B cũng làm nóng các tiếp giáp trong BJT, vì vậy giá trị biên độ của chúng cũng phải được hạn chế phù hợp theo các giá trị giới hạn cho trong các đặc tính kỹ thuật của nhà sản xuất. I.4.2 Đặc tính tĩnh của BJT và cách mắc sơ đồ Darlington Đặc tính tĩnh của một BJT cho trên hình l.14a và b. Đặc tính trên hình 1.14a biểu IC(A) U =200V diễn mối quan hệ giữa dòng Collector và Vïng tuyÕn tÝnh CE I C 10  UCE=20V I B dòng Base IICB, , tại các điện áp UCE khác IB UCE=5V nhau với vùng làm việc tuyến tính, và vùng Vïng b·o hßa I bão hoà. Với một dòng làm việc IC nào đó, 5 C U =0,5V để có được điện áp rơi trên BJT nhỏ thì dòng CE IB phải tương đối lớn. Độ nghiêng của UCE=0,2V I (A) đường đặc tính điều khiển  = IC/ IB thể B 0 5 10 hiện hệ số khuếch đại dòng điện. Có thể thấy IC rằng hệ số khuếch đại dòng điện của BJT công suất tương đối thấp, thông thường  ChiÒu t¨ng IB 10, điều này nghĩa là BJT yêu cầu dòng điều khiển tương đối lớn. Hệ số khuếch đại dòng điện giảm mạnh khi dòng làm việc lớn hơn. IB=0 Có thể giảm được dòng điều khiển nhờ cách Hë Emitter mắc Darlington. Đặc tính ra, thể hiện trên hình 1.14b, USUS UCBO UCEO UCE Hình 1.14. Đặc tính tĩnh của BJT là mối quan hệ giữa dòng Collector và điện a) Đặc tính điều khiển; b) Đặc tính ra áp Collector, UCE với IB là có ba giá trị điện áp đánh thủng UCE0, UCB0, USUS. Các giá trị điện áp này được cho trong các đặc tính kỹ thuật của nhà sản xuất. UCB0 là điện áp đánh thủng tiếp giáp Base-Collector khi hở mạch Emitter. UCB0 là điện áp đánh thủng Collector - Emitter khi dòng điều khiển bằng không. Có thể thấy UCE0 có giá trị lớn hơn điện áp C đánh thủng Collector-Emitter khi dòng điều khiển lớn B1 hơn không, USUS. Vì vậy để tăng khả năng chịu điện áp Q1 của phần tử khi khoá phải đảm bảo rằng dòng điều khiển IB bằng không. Nói chung điện áp làm việc phải Q2 D1 nhỏ hơn USUS. B2 Cách mắc sơ đồ Darlington Nói chung các BJT có hệ số khuếch đại dòng điện E Hình 1.15. Tranzito mắc tương đối thấp, dẫn đến dòng điều khiển yêu cầu quá Darlington
lớn. Sơ đồ mắc Darlington là cách nối hai Transistor Q1, Q2 với hệ số khuếch đại dòng tương ứng l, 2 như được biểu diễn trên hình 1.15, có hệ số khuếch đại dòng chung bằng:  = l.2. Để tăng hệ số khuếch đại dòng hơn nữa có thể mắc Darlington từ ba Transistor. Người ta sản xuất các Transistor Darlington trong cùng một vỏ, trong đó tích hợp diode D1 dùng để cưỡng bức quá trình khoá Q2. Tuy nhiên cách nối Darlington làm cho điện áp rơi trên Collector-Emitter của Transistor hợp thành lớn hơn so với trường hợp chỉ dùng một Transistor, nghĩa là tổn thất trên phần tử khi dẫn dòng cũng lớn hơn. Điều này có thể được chứng tỏ qua sơ đồ ở hình 1.15 vì điện áp giữa Collector-Emitter của mạch Darlington bằng: UCE = UCE.Q1 + UBE.Q2 trong đó UBE.Q2 có giá trị không đổi khi Transistor dẫn dòng. I.5 TRANSISTOR TRƯỜNG, MOSFET (Metal-Oxlde-Semiconductor Field-Effect Transistor) I.5.1 Cấu tạo và nguyên lý hoạt động của MOSFET Khác với cấu trúc BJT, MOSFET có cấu trúc bán dẫn cho phép điều khiển Cùc ®iÒu khiÓn Cùc gèc (G – Gate) (S – Source) bằng điện áp với dòng điện điều khiển D cực nhỏ. Hình 1.16 a và b thể hiện cấu n n n n trúc bán dẫn và ký hiệu của một p p MOSFET kênh dẫn kiểu n. Trong đó n- G (G - Gate) là cực điều khiển được cách ly hoàn toàn với cấu trúc bán dẫn còn n S lại bởi lớp điện môi cực mỏng nhưng a) Cùc m¸ng b) (D – Drain) có độ cách điện cực lớn đioxil-silic Hình 1.16. MOSFET (kênh dẫn n) (SiO2). Hai cực còn lại là cực gốc (S - a/- Cấu trúc bán dẫn; b/-Ký hiệu Source) và cực máng (D - Drain). Cực n p n n p n máng là cực đón các hạt mang điện. Nếu kênh a) Vïng nghÌo ®iÖn tÝch dẫn là n thì các hạt mang điện sẽ là các điện tử n- (electron), do đó cực tính điện áp của cực máng n sẽ là dương so với cực gốc. Trên ký hiệu phần tử, phần chấm gạch giữa D và S để chỉ ra rằng trong điều kiện bình thường không có một kênh n n n n dẫn thực sự nối giữa D và S. Cấu trúc bán dẫn p p của MOSFET kênh dẫn kiểu p cũng tương tự b) nhưng các lớp bán dẫn sẽ có kiểu dẫn điện Kªnh dÉn n- ngược lại. Tuy nhiên đa số các MOSFET công n suất là loại có kênh dẫn kiểu n. Trên Hình 1.17 mô tả sự tạo thành kênh dẫn trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET. Trong chế n n n n độ làm việc bình thường uDS > 0. Giả sử điện p p áp giữa cực điều khiển và cực gốc bằng không, c) Diode trong n- n Hình 1.17. Sự tạo thành kênh dẫn trong cấu trúc MOSTET
uDS = 0, khi đó kênh dẫn sẽ hoàn toàn không xuất hiện. Giữa cực gốc và cực máng sẽ - là tiếp giáp p-n phân cực ngược. Điện áp uDS sẽ hoàn toàn rơi trên vùng nghèo điện tích của tiếp giáp này (hình 1.17a). Nếu điện áp điều khiển âm, UGS 0 và đủ lớn bề mặt tiếp giáp cực điều khiển sẽ tích tụ các điện tử, và một kênh dẫn thực sự đã hình thành (hình 1.17b). Như vậy trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET, các phần tử mang điện là các điện tử, giống như của lớp n tạo nên cực máng, nên MOSFET được gọi là phần tử với các hạt mang điện cơ bản, khác với các cấu trúc của BJT, IGBT, Thyristor là các phần tử với các hạt mang điện phi cơ bản. Dòng điện giữa cực gốc và cực máng bây giờ sẽ phụ thuộc vào điện áp UDS. Từ cấu trúc bán dẫn của MOSFET (hình 1.17c), có thể thấy rằng giữa cực máng và cực gốc tồn tại một tiếp giáp p-n- tương đương với một diode ngược nối giữa D và S. Trong các sơ đồ bộ biến đổi, để trao đổi năng lượng giữa tải và nguồn thường cần có các diode ngược mắc song song với các van bán dẫn. Như vậy ưu điểm của MOSFET là đã có sẵn một diode nội tại như vậy. Trên Hình 1.18 thể hiện đặc tính tĩnh của một khoá MOSFET. Khi điện áp điều khiển UGS nhỏ hơn một ngưỡng nào đó, cỡ 3V, MOSFET ở trạng thái khoá với điện trở rất lớn giữa cực máng D và cực gốc S. Khi UGS cỡ 5 - 7V, MOSFET sẽ ở trong chế độ dẫn. Thông thường điều khiển MOSFET bằng điện áp điều khiển cỡ 15V để làm giảm điện áp rơi trên D và S. Khi đó UDS sẽ gần như tỷ lệ với dòng ID. ID(A) UDS=200V UDS=10V Đặc tính tĩnh của MOSFET có thể 10A UDS=2V được tuyến tính hoá chỉ bao gồm hai đoạn thể hiện hai chế độ khoá và dẫn dòng như được thể hiện trên cùng hình DÉn dßng 1.18. Theo đặc tính này dòng qua 5A UDS=1V MOSFET chỉ xuất hiện khi điện áp điều khiển vượt qua một giá trị ngưỡng UDS=0,5V UGS(th). Khi đó độ nghiêng của đường đặc tính khi dẫn dòng đặc trưng bởi độ 0 5V 10V UGS dẫn: Hình 1.18. Đặc tính tĩnh của ID MOSFET Gm U GS Trong đó: UGS(th), gm là những thông số của MOSFET. Người ta có thể dùng giá trị nghịch đảo của gm là điện trở thuận RDS(ON) để đặc trưng cho quá trình dẫn của MOSFET. I.5.2. Đặc tính đóng cắt của MOSFET
Do là một phần tử với các hạt mang điện cơ bản, MOSFET có thể đóng cắt với tần số rất cao. Tuy nhiên để có thể đạt được thời gian đóng cắt rất ngắn thì vấn đề điều khiển là rất quan trọng. Cơ chế ảnh hưởng đến thời gian đóng cắt của MOSFET là các tụ điện ký sinh giữa các cực. Cực điều khiển G (Gate) B (Base) BJT ký Cgs D sinh n+ n+ Cgd p p CGD Vùng nghèo RGint C RDS(on) ds điện tích CDS CGS n- Điôt trong n+ S Cực máng D (Drain) Hình 1.19. Mô hình một khóa MOSFET a/- Các thành phần tụ ký sinh giữa các lớp bán dẫn trong cấu trúc MOSFET; b/- Mạch điện tương đương Trên Hình 1.19a thể hiện các thành phần tụ điện ký sinh tạo ra giữa các phần trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET. Tụ điện giữa cực điều khiển và cực gốc CGS Phải được nạp đến điện áp UGS(th) trước khi dòng cực máng có thể xuất hiện. Tụ giữa cực điều khiển và cực máng CGD có ảnh hưởng mạnh đến giới hạn tốc độ đóng cắt của MOSFET. Hình 1.19b chỉ ra sơ đồ tương đương của một MOSFET và các tụ ký sinh tương ứng. Các tụ này thực ra có giá trị thay đổi tùy theo mức điện áp, ví dụ CGD thay đổi theo điện áp UDS giữa giá trị thấp CGDI và giá trị cao CGDh như được chỉ ra trên hình 1.20. a. Quá trình mở UDD D Giả sử ta xét quá trình mở MOSFET, CGD D IGD CGD RGext RGint CDS G Driver IG CGS CGDI Rdr IGS UDS S UDS=UGS Hình 1.20. Sự phụ thuộc của Hình 1.21a. Sơ đồ quá trình tụ điện CGD vào điện áp UDS mở một MOSFET làm việc với tải trở cảm, có diode không. Đây
là chế độ làm việc tiêu biểu của các khóa bán dẫn. Sơ đồ và đồ thị dạng dòng điện, điện áp của quá trình mở MOSFET được thể hiện trên hình 1.21a và hình 1.21b. Tải cảm trong sơ đồ thể hiện bằng nguồn dòng nối song song ngược với diode dưới điện áp một chiều UDD. MOSFET được điều khiển bởi đầu ra của vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi UCC nối tiếp quang điện trở RGext. Cực điều khiển có điện trở nội RGint. Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVE, ở đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ UP đưa đến trở RGext. Như vậy UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi: T1 = (Rdr + RGext + RGint).(CGS + CGDI) Trong đó tụ CGD đang ở mức thấp, CGD1 do điện áp UDS đang ở mức cao. Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + CDSI) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th). Trong khoảng này cả điện áp UDS lẫn dòng ID đều chưa thay đổi. td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở. Bắt đầu từ thời điểm t1 khi UGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng ID bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện áp nguồn UDD. Trong khoảng t1 đến t2, dòng ID tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải. Từ t2 trở đi, khi UGS đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp UDS bắt đầu giảm rất nhanh. Trong khoảng từ t2 đến t4, điện áp UGS bị găm ở mức Miller, do đó dòng IG cũng có giá trị không đổi. Khoảng này gọi là khoảng Miller. Trong khoảng thời gian này, UP UP Udr Udr dòng điều t t khiển t T là U (t) U .(1 e 1 ) dòng GS P t T U U (t) U .(1 e 2 ) phóng GS GS P UGS cho tụ C U Uth GD th Møc Miller Møc Miller để t t giảm I nhanh G IG điện áp giữa iG(t) iG(t) cực A A máng và 1 2 t t cực UDS UDS gốc uDS(t) UDS. uDS(t) UDS(on) UDS(o t t n) I D ID iD(t) iD(t) t t 0 t1 t2 t3 0 t1 t2 t3 t4 Hình 1.21b. Quá trình mở Hình 1.22. Quá trình mở một một MOSFET MOSFET dưới ảnh hưởng của (Đồ thị dòng điện, điện áp) quá trình phục hồi diode (Đồ thị dòng điện, điện áp)
Sau thời điểm t4, UGS lại tăng tiếp tục vợi hằng số thời gian: T2 = (Rdr + RGext + RGin) (CGS + CGDh) Vì lúc này tụ CGD đã tăng đến giá trị cao CGDh (hình 1.20). UGS sẽ tăng đến giá trị cuối cùng, xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, UDS = IDS.RDS(on). Trên đồ thị ở hình 1.21, A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD) trong khoảng t1 đến t2, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng t2 đến t4. Nếu coi diode không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của diode sẽ ảnh hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như chỉ ra trong hình 1.22, theo đó dòng ID có đỉnh nhô cao ở thời điểm t2 tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi diode D. b. Quá trình khoá MOSFET Dạng sóng của quá trình khoá thể hiện trên hình 1.23. Khi đầu ra của vi mạch điều khiển Driver xuống đến mức không UGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGint).(CGS + CGDh) từ 0 đến t1. Tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng số thời gian lại là: T1 = (Rdr + RGext + RGint).(CGS + CGDI).
+UDD D D UCC IGD CGD R RGext RGint dr CDS I G Driver G CGS IGS S Hình 1.23. Quá trình khóa MOSFET a/- Sơ đồ b/- Dạng sóng Từ 0 đến t1 là thời gian trễ khi khoá td(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS và tụ CGD. Sau thời điểm t, điện áp USD bắt đầu tăng từ ID.RDS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ. Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi. Sau thời điềm t3 dòng ID bắt đầu giảm về đến không ở thời điềm t4. Từ t4 MOSFET bị khoá hẳn. c. Các thông số thể hiện khả năng đóng cát của MOSFET Như vậy thời gian trễ khi mở, khi khoá phụ thuộc giá trị các tụ ký sinh CGS.CGD.CDS, tuy nhiên các thông số kỹ thuật của MOSFET thường được cho dưới dạng các trị số tụ CISS, CRSS, COSS dưới những điều kiện nhất định như điện áp UDS, UGS. Có thể tính ra các tụ ký sinh như sau: CGD = CRSS CGS = CISS - CRSS CDS = COSS - CRSS Có thể tính các giá trị trung bình cho các tụ CGD và CDS với điện áp làm việc tương ứng theo công thức gần đúng sau đây: 1/2 CGD = 2(CRSS.làm việc).(UDS.làm việc /UDS.off) 1/2 COSS = 2(COSS.làm việc).(UDS.làm việc /UDS.off) Để xác định công suất của mạch điều khiển MOSFET, các tài kiệu kỹ thuật thường cho thông số điện tích nạp cho cực điều khiển QG (đơn vị: Culông (C)) dưới
điện áp khi khoá giữa cực máng và cực gốc. UDS(off) nhất định. Khi đó công suất mạch điều khiển được tính bằng: Pđiều khiển = UCC.Qg.fgw trong đó: fgw là tần số đóng cắt của MOSFET. Tổn hao công suất do quá trình đóng cắt trên MOSFET được tính bằng: 1 P U I f t t gw2 DS D w on off trong đó ton, toff là thời gian mở và khoá của MOSFET, tương ứng là các khoảng thời gian từ t1 đến t4 trên đồ thị dạng sóng các quá trình mở - khoá. I.6. TRANSISTOR CÓ CỰC ĐIỀU KHIỂN CÁCH LY, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) I.6.1. Cấu tạo và nguyên lý hoạt động IGBT là phần tử kết hợp khả năng đóng cắt nhanh của MOSFET và khả năng chịu tải lớn của Transistor thường. Về mặt điều khiển, IGBT gần như giống hoàn toàn MOSFET, nghĩa là được điều khiển bằng điện áp, do đó công suất điều khiển yêu cầu cực nhỏ. Hình 1.24 giới thiệu cấu trúc bán đẫn của một IGBT. G – (Gate) E – (Emitter) C C n p n n p n n p n n n p G E i2 i1 i2 G E n+ n+ E p p a) C - (Collector) b) c) d) Hình 1.24. IGBT a) Cấu trúc bán dẫn; b) Cấu trúc tương đương với một tranzito n-p-n và một MOSFET; c) Sơ đồ tương đương; d) Ký hiệu Về cấu trúc bán dẫn, IGBT rất giống với MOSFET, điểm khác nhau là có thêm lớp p nối với Collector tạo nên cấu trúc bán dẫn p-n-p giữa Emitter (tương tự cực gốc) với Collector (tương tự với cực máng), không phải là n-n như ở MOSFET (hình 1.24b). Có thề coi IGBT tương đương với một Transistor p-n-p với dòng Base được điều khiển bởi một MOSFET (hình 1.24b và c). Dưới tác dụng của điện áp điều khiển UGE > 0, kênh dẫn với các hạt mang điện là các điện tử được hình thành, giống như ở cấu trúc MOSFET. Các điện tử di chuyển về phía Collector vượt qua lớp tiếp giáp n p như ở cấu trúc giữa Base và Collector ở Transistor thường tạo nên dòng Collector. I.6.2. Đặc tính đóng cắt của IGBT
Do có cấu trúc p-n p mà điện áp thuận giữa C và E trong chế độ dẫn dòng ở IGBT thấp hơn so với ở MOSFET. Tuy nhiên cũng do cấu trúc này mà thời gian đóng cắt của IGBT chậm hơn so với MOSFET. đặc biệt là khi khóa lại. Trên hình 1.24b và c thể hiện cấu trúc I0 D0 tương đương của IGBT với một MOSFET và một p- + U n-p Transistor. Ký hiệu dòng qua IGBT gồm hai - dc C thành phần: i1 là dòng qua MOSFET, i2 là dòng qua R gc G D Transistor. Phần MOSFET trong IGBT có thể khóa + Cge UG lại nhanh chóng nếu xả hết được điện tích giữa G và - E, do đó dòng il sẽ bằng không. Tuy nhiên thành phần dòng i2 sẽ không thể suy giảm nhanh được do Hình 1.25. Sơ đồ thử nghiệm - lượng điện tich tích lũy trong lớp n (tương đương một khóa IGBT với Base của cấu trúc p-n-p) chỉ có thể mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích. Điều này dẫn đến xuất hiện vùng dòng điện bị kéo dài khi khóa một IGBT. Ta sẽ kháo sát quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.25. Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có diode không Do U mắc song song. IGBT được điều khiển bởi nguồn GE U tín hiệu với biên độ U nối với cực điều khiến G G G U qua điện trở R . Trên sơ đổ C , C thể hiện các tụ GE. I0 C gc gc UGE. th ký sinh giữa cực điều khiển và Collector, Emitter. t(µs) td(on) a. Quá trình mở IGBT Diode Ic D0 Quá trình mở IGBT diễn ra rất giống với quá trình phục hồi I t(µs) này ở MOSFET khi điện áp điều khiển dầu vào 0 U tăng từ không đến giá trị UG. Trong thời gian trễ CE Udc khi mở td(on) tín hiệu điều khiển nạp điện cho tụ UCE.on t(µs) CGC làm điện áp giữa cực điều khiển và Emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị tr tfv1 tfv2 ngưỡng U (khoảng 3 đến 5V), chỉ bắt đầu từ Tổn hao GE(th) khi mở đó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu t(µs) mở ra. Dòng điện giữa Collector - Emitter tăng ton Hình 1.26. Quá trình mở IGBT theo quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải Io trong thời gian tr. Trong thời gian tr điện áp giữa cực điều khiển và Emitter tăng đến giá trị UGEto xác định giá trị dòng I0 qua Collector. Do diode D0, còn đang dẫn dòng tải I0, nên điện áp UCE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều Udc. Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn, tfv1 và tfv2. Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiền giữ nguyên ở mức UGEIo (mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc. IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính. Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của diode D0, dòng phục hồi của diode D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT. Điện áp UCE bắt đầu giảm. IGBT chuyển điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão hòa. Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của Collector,
UGE UG UGE.Io UGE(th) dẫn đến điện trở giữa Collector - Emitter về t(µs) đến giá trị Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn. UCE.on = I0.Ron. -UG td(off) Sau thời gian mở ton, khi tụ Cgc đã Phóng điện xong, điện áp giữa cực điều Ic khiển và Emitter tiếp tục tăng theo quy luật i1 I hàm mũ, với hằng số thời gian bằng CgcRG 0 i2 t(µs) đến giá trị cuối cùng UG. UCE Tổn hao năng lượng khi mở được tính Udc gần đúng bằng: UCE.on t(µs) Udc .I0 Qton on tfi2 2 Tæn hao trv tfi1 Nếu tính thêm ảnh hưởng của quá khi khãa trình phục hồi của diode D0 thì tổn hao năng lượng sẽ lớn hơn do xung dòng trên dòng t(µs) Collector. toff b. Quá trình khóa Hình 1.27. Quá trình khoá IGBT Dạng điện áp, dòng điện của quá trình khoá thể hiện trên hình 1.27. Quá trình khóa bắt đầu khi diện áp điều khiển giảm từ UG xuống -UG. Trong thời gian trễ khi khóa td(off) chỉ có tụ đầu vào Cge phóng điện qua dòng điều khiển đầu vào với hằng số thời gian bằng CgeRG, tới mức điện áp Miller. Bắt dầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và Emitter bị giữ không đổi do điện áp Ucc bắt đầu tăng lên và do đó tụ Cgc bắt đầu được nạp điện. Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho tụ Cgc nên điện áp UGE được giữ không đổi. Điện áp Ucc tăng từ giá trị bão hòa Ucc.on tới giá trị điện áp nguồn Udc sau khoảng thời gian trV. Từ cuối khoảng trV diode D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I0 ngắn mạch qua, do đó dòng Collector bắt đầu giảm. Quá trình giảm diễn ra theo hai giai đoạn, tfi1 và tfi2. Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy giảm nhanh chóng về không. Điện áp UGC ra khỏi mức Miller và giảm về mức điện áp điều khiến ở đầu vào -UG với hằng số thời gian: RG(Cgc + Cgc) Ở cuối khoảng tfi1, Ugc đạt mức ngưỡng khóa của MOSFET. UGE(th) tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn. Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của Transistor p-n-p bắt đầu suy giảm. Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n- bị mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích tại chỗ. Đó là vấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở phần trên. Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng: Udc .I0 Qoff = toff 2
Lớp n- trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn, vì khi đó số lượng các điện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể. Tuy nhiên các điện tích tích tụ này lại không có cách gì di chuyển ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần tử. Ở đây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thoả hiệp. So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa dài hơn, cỡ 1 đến 5 s. Cùc ®iÒu khiÓn Cùc gèc SiO2 + + n p n j1 j2 Vïng th©n n- Vïng Base + j3 n Líp ®Öm + p Líp ph¸t sinh ®iÖn tÝch Cùc m¸ng Hình 1.28. Cấu trúc bán dẫn của một IGBT cực nhanh (Punch Through IGBT) Thời gian khóa của IGBT có thế rút ngắn nếu thêm vào một lớp đệm n+ như trong cấu trúc Punch Through IGBT như minh họa trên hình 1.28. Cấu trúc này có một Thyristor ký sinh lạo từ ba tiếp giáp bán dẫn p-n, J1. J2, J3. Trong cấu trúc này mật độ các điện tích dương, các lỗ, suy giảm mạnh theo hướng từ các lớp p+ đến n- đến n+, điều này giúp quá trình tự trung hòa các điện tích dương trong lớp n- xảy ra nhanh hơn. Công nghệ này tạo ra các IGBT cực nhanh với thời gian khóa nhỏ hơn 2 s. I.6.3. Vùng làm việc an toàn, SOA (Safe Operating Area) Vùng làm việc an toàn của các phần tử bán dẫn công suất, SOA, được thể hiện dưới dạng đồ thị quan hệ giữa giá trị điện áp và dòng điện lớn nhất mà phần tử có thể hoại động được trong mọi chế độ, khi dẫn, khi khóa cũng như trong quá trình đóng cắt SOA của IGBT có dạng như được biểu diễn trên hình 1.29. Hình 1.29 thể hiện SOA của IGBT trong hai trường hợp. Hình 1.29a là SOA khi điện áp đặt lên cực điều khiển và Emitter là dương, hình 1.29b là SOA khi điện áp này là âm. SOA khi điện áp điều khiển dương có dạng hình chữ nhật với hạn chế ở góc phía trên, bên phải, tương ứng với chế độ dòng điện và điện áp lớn. Điều này nghĩa là khi chu kỳ đóng cắt càng ngắn, ứng với tần số làm việc càng cao, thì khả năng dòng cắt công suất càng phải được suy giảm. SOA khi đặt điện áp điều khiển âm lên cực điều khiển và Emitter lại bị giới hạn ở vùng công suất lớn do tốc độ tăng điện áp trên Collector - Emitter khi IGBT khóa lại. Đó là vì khi tốc độ tăng điện áp quá lớn sẽ dẫn đến xuất hiện dòng điện lớn đưa vào vùng p của cực điều khiển, tác dụng giống như dòng điều khiển làm IGBT mở trở lại như tác dụng đối với cấu trúc của Thyristor. Tuy
nhiên khả năng chịu đựng tốc độ tăng áp ở IGBT lớn hơn nhiều so với ở các phần tử bán dẫn công suất khác. Giíi h¹n do tèc ®é dV CE t¨ng ®iÖn ¸p I IC dt C Thêi gian ®ãng c¾t I ICM CM 1000s -5 10 s 2000s 10-4s 3000s DC VCE VCE Hình 1.29. Vùng làm việc an toàn của IGBT: a) Khi điện áp điều khiển dương; b) Khi điện áp điều khiển âm Giá trị lớn nhất của dòng Collector ICM được chọn sao cho tránh được hiện tượng chết giữ dòng, không khóa lại được, giống như ở Thyristor. Hơn nữa, điện áp điều khiển lớn nhất UGE cũng phải được chọn để có thể giới hạn được dòng điện ICE trong giới hạn lớn nhất cho phép này trong điều kiện sự cố ngắn mạch, bằng cách chuyển bắt buộc từ chế độ bão hòa sang chế độ tuyến tính. Khi đó dòng ICE được giới hạn không đổi, không phụ thuộc vào điện áp UCE lúc đó. Tiếp theo IGBT phải được khóa lại trong điều kiện đó, càng nhanh càng tốt để tránh phát nhiệt quá mãnh liệt. Tránh được hiện tượng chốt giữ dòng bằng cách liên tục theo dõi dòng Collector là điều cần phải làm khi thiết kế điều khiển IGBT. +UGE I.6.4. Yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển IGBT Q1 R IGBT là phần tử điều khiển bằng điện áp, giống UG G như MOSFET, nên yêu cầu điện áp điều khiển liên 18V IGBT tục trên cực điều khiển và Emitter đế xác định chế Q2 độ khóa, mở. Mạch điều khiển cho IGBT có yêu -UGE cầu tối thiểu như được biểu diễn qua sơ đồ trên Hình 1.30. Yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển hình 1.30. Tín hiệu mở có biên độ UCE, tín hiệu khóa có biên độ -UCE cung cấp cho mạch G-E qua điện trở RG. Mạch G-E được bảo vệ bởi diode ổn áp ở mức khoảng ± 18 V. Do có tụ ký sinh lớn giữa G và E nên kỹ thuật điều khiển như điều khiển MOSFET có thể được áp dụng, tuy nhiên điện áp khóa phải lớn hơn. Nói chung tín hiệu điều khiển thường được chọn là +15 và -5V là phù hợp. Mức điện áp âm khi khóa góp phần giảm tổn thất công suất trên mạch điều khiển như được minh họa trên hình 1.31a. Điện trở RG cũng ảnh hưởng đến tổn hao công suất điều khiển như được minh họa trên đồ thị hình 1.31b. Điện trở RG nhỏ, giảm thời gian xác lập tín hiệu điều khiển, giảm ảnh hưởng của dUCE/dt, giảm tốn thất năng lượng trong quá trình điều khiển, nhưng lại làm mạch điều khiển nhạy cảm hơn với điện cảm ký sinh trong mạch điều khiển.
Dòng điều khiển đầu vào phải cung cấp được dòng điện có biên độ bằng: U CE IG.max = RG Trong đó: UGE = UGE(on) + U GE(off) Tốn hao công suất trung bình có thể tính bằng biểu thức: P = UGE.QG.fsw Trong đó: QG (mili Culông, mC) là điện tích nạp cho tụ đầu vào, giá trị thường được cho trong tài liệu kỹ thuật của nhà sản xuất; fsw là tần số đóng cắt của IGBT. 1.6.5. Vấn đề bảo vệ IGBT IGBT thường được sử dụng trong các mạch nghịch lưu hoặc các bộ biến đổi xung áp một chiều, trong đó áp dụng các quy luật biến điệu khác nhau và thường yêu cầu van đóng cắt với tần số cao, từ 2 đến hàng chục kHz. Ở tần số đóng cắt cao như vậy. Những sự cố xảy ra có thề phá hủy phần tử nhanh chóng. Sự cố thường xảy ra nhất là quá dòng do ngắn mạch từ phía tải hoặc từ các phần tử có lỗi do chế tạo hoặc do lắp ráp. Vì vậy vấn đề bảo vệ cho phần tử là nhiệm vụ cực kỳ quan trọng đặt ra. Đối với IGBT ta có thể ngắt dòng điện bằng cách đưa điện áp điều khiển về giá trị âm. Tuy nhiên quá tải dòng điện có thể đưa IGBT ra khỏi chế độ bão hòa dẫn đến công suất phát nhiệt tăng lên đột ngột, phá High side Gate hủy phần tử sau HOP vài chu kỳ đóng LOP cắt. Mặt khác SSD khi khóa IGBT R lại trong một Desat Fault thời gian rất ngắn khi dòng ChuyÓn m¹ch mÒm US điện lớn dẫn đến tốc độ tăng dòng Hình 1.32. Các chức năng trong mạch tích hợp điều khiển IGBT dI/dt quá lớn gây (IRZI37 của International Rectifier )
quá áp trên Collector - Emitter, lập tức đánh thủng lớp tiếp giáp này. Rõ ràng là, trong sự cố quá dòng, không thể tiếp tục điều khiển IGBT bằng những xung ngắn theo quy luật biến điệu như cũ và cũng không thể chỉ đơn giản là ngắt xung điều khiển để dập tắt dòng diện được. Vấn đề ngắt dòng đột ngột không chỉ xảy ra trong chế độ sự cố mà còn xảy ra khi tắt nguồn hoặc khi dừng hoạt động, nghĩa là trong chế độ vận hành bình thường. Có thể ngăn chặn hậu quả của việc tắt dòng đột ngột bằng cách sử dụng các mạch dập RC (snubber circuit), mắc song song với phần tử. Tuy nhiên các mạch dập làm tăng kích thước và làm giảm đồ tin cậy của thiết bị. Giải pháp tích cực hơn được đưa ra ở đây là làm chậm lại quá trình khóa của IGBT, hay còn gọi là khóa mềm (soft turn-off), khi phát hiện có sự cố dòng điện tăng quá mức cho phép. Trong trường hợp này điện áp trên cực điều khiển và Emitter được giảm đi từ từ về đến điện áp âm khi khóa. IGBT sẽ chuyển về trạng thái khóa qua chế độ tuyến tính, do đó dòng diện bị hạn chế và giảm dần về không, tránh được quá áp trên phần tử. Thời gian khóa của IGBT có thể được kéo dài 5 đến 10 lần thời gian khóa thông thường. Có thể phát hiện quá dòng bằng cách dùng các phần tử đo dòng điện tuyến tính như xen xơ Hall hoặc các mạch đo dòng điện trên shunt dòng. Tuy nhiên đối với IGBT có thể phát hiện quá dòng sử dụng tín hiệu điện áp trên Collector - Emitter. Khi có tín hiệu mở nếu UCE lớn hơn mức bão hòa thông thường UCE.bh < 5V chứng tỏ IGBT ra khỏi chế độ bão hòa do dòng điện quá lớn. Một số vi mạch optocoupler được chế tạo sẵn cho mục đích phối hợp giữa tín hiệu điều khiển và phát hiện chưa bão hòa ở IGBT, hơn nữa lại cách ly giữa mạch lực và mạch điều khiển. Ngày nay chức năng phát xung và bảo vệ IGBT đã được tích hợp trong các IC chuyên dụng, tạo thuận lợi lớn cho các nhà thiết kế. Ví dụ về một mạch tích hợp như vậy, IRZI37 của International Rectifier được cho trên hình 1.32. Trên hình 1.32 có thể thấy cực điều khiển của IGBT được cung cấp ba tín hiệu điều khiển qua ba điện trở, tín hiệu mở qua HOP, tín hiệu khóa qua LOP, tín hiệu khóa mềm qua SSD. Hiệu chỉnh các điện trở này có thể hiệu chỉnh được các thời gian điều khiển tương ứng. Tín hiệu DESAT được lấy qua phân áp giữa Collector.và Emitter qua diode nối với Collector, đưa qua mạch lọc phối hợp với tín hiệu điều khiển khóa, mở, qua mạch NAND đưa ra tín hiệu chưa bão hòa (Desal Fault). Qua mạch xử lý Hình 1.33. Khoá mềm bằng logic (không thể hiện ở đây ) tín hiệu khóa mềm có thể được đưa đến MOSFETđiều khiển mạch khóa IR2137 mềm (soft shutdown) với điện trở đưa đến cực điều khiền cỡ 500, lớn hơn 10 lần so với mạch khóa, mở.
Tác dụng của mạch khóa mềm được minh họa qua đồ thị thực tế trên hình 1.33. Đường trên cùng là hình dạng tín hiệu điều khiển, đường cong ở giữa là điện áp UCE, đường cong dưới cùng là dạng dòng điện. Có thể nhận ra không có quá áp trên đường IC cong điện áp nhưng IGBT làm việc trong chế độ UCE tuyến tính. trong suốt thời gian T khi dòng điện giảm dần về không. Quá điện áp xảy ra khi van bị khóa lại tức IC: 40A/ô; UCE: 100V/ô; t: 2s/ô; thời như được minh họa trên hình 1.34. Trên hình Hình 1.34. Quá áp sinh ra 1.34 đường cong bên trên là dòng điện, bên dưới là do khóa tức thời điện áp. Khi van mở ra thì bị quá tải nên điện áp lại tăng lên. Sau đó van bị khóa lại tức thời dẫn đến xung quá điện áp, trong trường hợp này là khoảng 100V, trên đường cong điện áp. I.7. TỔN HAO CÔNG SUẤT TRÊN CÁC PHẦN TỬ BÁN DẪN CÔNG SUẤT Ngoài tổn thất do mạch điều khiển sinh ra đã đề cập đến ở những phần tử cụ thể nói trên. Ta sẽ phân tích các thành phần tổn thất trong các chế độ làm việc của van sau đây. Bảng 1.1. Thông số cực đại của các phần tứ bán dẫn công suất do Misubishi công bố Chủng loại van bán dẫn công suất Khả năng đóng cắt cực đại Điot công suất 2,8 kV; 3,5 kA Điot đóng cắt nhanh 6,0 kV; 3,0 kA Thyristor thường 12,0 kV; 1,5 kA Thyristor tần số cao 1,2 kV; 1,5 kA Thyristor điều khiển bằng diode quang 8,0 kV; 3,6 kA GTO 6,0 kV; 6,0 kA GCT Thyristor 4,5 kV; 4,0 kA IGBT điện áp cap (HVIGBT) 3,3 kV; 1,2 kA Module công suất lớn (HVIPM) 3,3 kV; 1,2 kA I.7.1 Tổn thất trong chế độ tĩnh đang dẫn dòng hoặc đang khóa Khi phần tử đang ở trong chế độ dẫn dòng hoặc đang khóa tổn hao công suất bằng tích của dòng điện qua phần tử với điện áp rơi trên nó. Khi phần tử đang khóa, điện áp trên nó có thể lớn nhưng dòng rò qua van sẽ có giá trị rất nhỏ, vì vậy tổn hao công suất có thể bỏ qua. Tổn hao công suất trong chế độ tĩnh chủ yếu sinh ra khi van dẫn dòng. Với đưa số các phần từ bán đẫn, điện áp rơi trên van khi dẫn thường không đổi, ít phụ
thuộc vào giá trị dòng điện chạy qua. Như vậy có thể dễ dàng xác định được tổn hao công suất trong trạng thái van dẫn. I.7.2 Tổn thất trong quá trình đóng cắt Trong quá trình dòng cắt, công suất tổn hao tức thời có thể có giá trị lớn vì dòng điện và điện áp trên van đều có thể có giá trị lớn đồng thời. Nói chung, thời gian dòng cắt chỉ chiếm một phần nhỏ trong cả chu kỳ hoạt động của phần tử nên tổn hao công suất trong chế độ đóng cắt chỉ chiếm một phần nhỏ trong công suất tổn hao trung bình. Tuy nhiên khi phần tử phải làm việc với tần số đóng cắt cao thì tổn hao do đóng cắt lại chiếm một phần chính trong công suất phát nhiệt. Xác định công suất tổn hao trong chế độ đóng cắt là nhiệm vụ không đơn giản, vì phải phân biệt các yếu tố ảnh hưởng đến quá trình đóng cắt do đó ảnh hưởng đến tổn hao công suất. Để ví dụ ta sẽ xét các thành phần tổn hao công suất cho sơ đồ bộ biến đổi xung áp một chiều dùng MOSFET nh trên hình 1.41. I.7.2.1 Tổn hao do thời gian mở và khóa Giả sử trong sơ đồ diode là phần tử lý tưởng, L iV V it còn MOSFET mở, khóa với thời gian hữu hạn. R iD0 Với tải trở cảm, dòng điện iv(t) và điện áp uV(t) G + VG + - không thể thay đổi tức thời. Dạng dòng và áp E R - t trong quá trình khóa thể hiện trên hình 1.36. D0 0 t Trong thời gian chuyển mạch rất ngắn dòng tải chưa kịp thay đổi và có giá trị it = It, Hình 1.35. Bộ biến đổi xung áp trong khoảng thời gian t0 < t < t2. Tại t0, có tín một chiều, dùng MOSFET. hiệu khóa MOSFET V, diện áp trên V tăng tuyến tính từ không đến giá trị điện áp nguồn một chiều E trong khoảng từ t0 đến t1. Trong khoảng này diode D0 chưa mở nên dòng qua V vẫn bằng It. Bắt đầu từ t1 diode D0 mở ra, do đó dòng qua V giảm tuyến tính về 0 ở thời điểm t2, tại đó dòng qua diode D0 tăng lên đến bằng dòng tải. Tổn hao công suất tức thời trên V bằng pv(t) = iv(t)/uv(t) có dạng tam giác trong khoảng t0 < t < t2. Tổn hao năng lượng trên V chính là diện tích của tam giác này: 1 uV(t) iV(t) E Woff = EIt(t2 - t1) = EIttoff I 2 t iV(t) uV(t) Trong đó: toff là thời gian khóa của MOSFET. t 0 UtD ItD It 0 0 D0 It Trong quá trình mở, đồ thị dòng điện, t 0 điện áp trên các phần tử có dạng giống như ở Ut hình 1.36. Dòng qua V phải tăng từ 0 đến It, D0 -E dòng qua diode giảm từ It về 0. Chỉ khi dòng W qua diode đã về đến 0 thì điện áp trên V mới W t 0 t1 t2 t0 Hình 1.36. Dạng sóng quá trình van khóa trong sơ đồ ở hình 1.35
bắt đầu giảm từ E về đến 0. Năng lượng tổn hao khi mở bằng: 1 Won = EItton 2 Trong đó: ton là thời gian mở của van. Tổng tổn hao công suất trong quá trình đóng cắt bằng Woff + Won. Nếu chu kỳ hoạt động của van là T ứng với tần số đóng cắt của van là:  = 1./T thì công suất tổn hao sẽ bằng: 1 Ps = (Woff + Won) = f(Woff + Won) T Như vậy tổn hao công suất tỷ lệ với tần số đóng cắt. I.7.2.2 Tổn hao do quá trình phục hồi Ở phần trên ta giả sử rằng diode là phần tử lý tưởng mà chỉ xét đến tổn hao công suất do thời gian khóa, mở của MOSFET gây ra. u (t) i (t) Với giả thiết thời gian đóng cắt của V V iV(t) MOSFET rất ngắn so với thời gian khóa lại của diode thì tổn thất công suất sẽ chủ yếu E do quá trình phục hồi của diode sinh ra. uV(t) Vẫn với sơ đồ trên hình 1.35, ta xét quá 0 t Ut ItD I trình MOSFET khóa lại. Dạng sóng của D0 0 t It quá trình này biểu diễn trên hình 1.37. D0 0 t Khi diode khóa sẽ có một dòng điện ngược đi ra ngoài. Biên độ dòng điện -E UtD ngược có thể lớn gấp vài lần giá trị dòng W 0 điện diode dẫn trước đó. Trên đồ thị, tại W thời điểm t0 MOSFET bắt đầu mở ra làm 0 diode D0 bắt đầu khóa lại. Dòng điện ngược t t0 t1 t2 của diode tạo nên xung dòng trên giá trị It Hình 1.37. Tổn hao công suất do diode phục hồi qua van V. Trong khoảng t0 đến t1 diode vẫn còn phân cực thuận nên điện áp trên van V vẫn bằng E. Tại t1 dòng.qua diode bằng 0, diode bắt đầu bị phân cực ngược. Từ tl đến t2 dòng điện ngược của diode nạp cho tụ tương đương của tiếp giáp p-n phân cực ngược. Điện áp trên van V giảm dần về 0 tại t2, tại đó diode khóa lại hoàn toàn. Khoảng thời gian từ tl đến t2 gọi là thời gian phục hồi của diode, tr.Những diode có khoảng thời gian t2 - tl nhỏ hơn nhiều lần khoảng t1 - to gọi là diode dập, hay diode cắt nhanh. Nếu thời gian cắt dòng của diode rất ngắn thì thời gian đóng cắt của các phần tử cũng sẽ rất nhanh. Tuy nhiên nếu tốc độ giảm dòng quá nhanh sẽ dẫn đến quá điện áp trên các điện cảm ký sinh, và do đó, cho các phần tử trong mạch. Quá điện áp có thể được suy giảm bằng các mạch RC song song với phần tử (snubber circuit), nhưng các mạch này lại tăng thêm các tổn thất trên sơ đồ. Nói chung phải có một sự
thỏa hiệp giữa mong muốn giảm tổn thất trong quá trình đóng cắt và độ an toàn cho các phần tử trên sơ đồ. Tổn thất năng lượng trong quá trình mở van V được tính bằng: t2 W uvv t i t dt t0 Nếu dùng diode cắt nhanh thì (t2 - tl) << (t1 - t0), từ đó tích phân này có thể được tính đơn giản hơn. Coi điện áp trên van V bằng E trong phần lớn thời gian phục hồi tr = t2 - t0), dòng qua van iV(t) = It - ID0(t), do đó: t2 i (t)dt = E.I t + E.Q W EVt (I V t r r t0 trong đó Qr là điện tích phục hồi của diode, giá trị này có thể tìm thấy trong đặc tính kỹ thuật của diode. Tổn thất năng lượng do thời gian phục hồi của diode phụ thuộc thời gian phục hồi tr của diode và điện áp một chiều của bộ biến đổi. Năng lượng này có thể chiếm một phần lớn trong tổn thất do quá trình đóng cắt. Tổn hao này có thế giảm đáng kể nếu sử dụng các diode cắt nhanh, tuy nhiên khi đó phải áp dụng các biện pháp để tránh quá áp cho các phần tử trong sơ đồ. I.7.2.3. Tốn hao do các phần tử phản kháng Các phần tử phản kháng như tụ điện, điện cảm cũng gây nên tổn thất công suất. Tụ điện tương đương song song với các phần tử sẽ phóng điện khi các phần tử này mở ra và tiêu tán toàn bộ năng lượng tích lũy trước đó. Các tụ đó được nạp không mất năng lượng khi phần tử khóa lại. Các điện cảm nối tiếp với phần tử sẽ được nạp năng lượng khi phần tử mở ra và tiêu tán năng lượng đó khi phần tử khóa lại. Năng lượng lích lũy trong tụ điện và điện cảm tương ứng là: 1 2 1 2 WCUC  i i ; WLIL  i i i 2 i 2 Ví dụ đối với MOSFET, ta có tụ điện tương đương giữa cực máng và cực gốc là CDS, còn diode song song có tụ là CD. Tổn hao công suất khi MOSFET mở ra sẽ là: 1 2 Wc = ; (CDS + CD) E iL(t) 2 Nếu biết các thông số liên quan đến tụ điện tương L đương của phần tử, ta có thể xác định được các thành + phần tổn hao công suất trên. e(t) iD(t) Điện cảm nối tiếp với các phần tử có thể là điện - cảm dây nối, điện cảm thêm vào để giảm tốc độ tăng D C dòng. Các điện cảm này gây nên quá điện áp khi phần tử khóa lại. Chúng cũng là nguyên nhân gây nên tổn hao Hình 1.38. Sơ đồ mô tả tổn công suất, nhất là trong những ứng dụng có dòng điện rất hao công suất trên điện cảm lớn. khi diode mở và khóa
Để ví dụ, ta xét sơ đồ trên hình 1.38, trong đó e(t) là nguồn xung áp chữ nhật lý tưởng. Dạng dòng điện, điện áp trên các phần tử cho trên hình 1.39. Nguồn áp e(t) lúc đầu có giá trị dương làm Diode phân cực thuận diode mở cho dòng qua cuộn cảm tăng tuyến tính với độ dốc E1/L. Tại thời điểm t = ti điện áp e(t) trở nên âm, dòng it(t) bắt đầu giảm với độ dốc -E2/L. Đến t = t2, dòng qua diode bằng 0 nhưng trong tiếp giáp p-n vẫn còn tích lũy một diện tích Qr. Diode vẫn còn phân cực thuận đến thời điểm t = t do đó dòng qua cuộn cảm vẫn tiếp tục giảm với độ dốc -E2/L. Bắt đầu từ thời điểm t3, điện tích tích lũy trong diode đã hết diode bắt đầu phân cực ngược. Dòng ngược sẽ nạp cho tụ e(t) C tới điện áp nguồn -E2. Từ t3 dòng qua cuộn E1 cảm phải chạy qua tụ C, tạo nên mạch dao động nối tiếp, do đó dòng có dạng hình sin tắt dần: t 0 Quá trình phục hồi của diode gây nên tốn hao trên sơ đồ. -E2 iL(t) Trong khoảng t2 t3, năng lượng chỉ trao đổi trong mạch dao động tạo bởi cuộn cảm và tụ. và sẽ tắt dần do tiêu tán trên điện trở dây quấn và tốn hao trên tụ. I.8 LÀM MÁT CÁC LINH KIỆN BÁN DẪN CÔNG SUẤT Tổn hao công suất, bằng tích của dòng điện chạy qua phần tử với điện áp rơi trên phần tử, tỏa ra dưới dạng nhiệt trong quá trình làm việc. Nhiệt lượng tỏa ra tỷ lệ với giá trị trung bình của tổn hao công suất. Trong quá trình làm việc, của bán dẫn phải luôn ở dưới một giá trị cho phép (khoảng 120oC đến 150oC theo đặc tính kỹ thuật của phần tử), vì vậy nhiệt lượng sinh ra cần phải được dẫn ra ngoài, nghĩa là đòi hỏi phải có quá trình làm mát các phần tử bán dẫn. I.8.1. Mô hình truyền nhiệt
Nhiệt truyền từ nơi có nhiệt độ cao sang nơi có nhiệt độ thấp. Nhiệt lượng trao đổi, PT tỷ lệ với chênh lệch nhiệt độ theo hệ số, gọi là trở kháng truyền nhiệt RT. Theo đó: TTi 2 o o PT , trong đó đơn vị tương ứng là: PT [w]; T [ C]; RT [ C/w]. RT Sự cân bằng nhiệt xảy ra khi nhiệt lượng phát sinh bằng nhiệt lượng tỏa ra môi trường, nghĩa là: PT dt Ad B dt Trong đó: PT - công suất phát nhiệt (tổn hao công suất) trên phần tử [W]; A - nhiệt lượng riêng, bằng nhiệt lượng làm cho nhiệt độ phần tử thay đối B - công suất tỏa ra để nhiệt độ môi trường tăng thêm oC [J];  - chênh lệch nhiệt độ giữa phần tử và môi trường [0C] Viết lại phương trình vi phân trên dưới dạng: d PABT   dt max1 P T1 Giả sử tại thời điểm t = 0, chênh lệch  P max 2 T2 nhiệt độ là  = 0, nghiệm của phương trình trên sẽ là: t T t  max 1 e T Hình 1.40. Đường cong phát nhiệt Trong đó: mTax PB/ : là chênh lệch nhiệt độ lớn nhất đạt được, và T AB/ là hằng số thời gian nhiệt. Đường cong thay đổi nhiệt độ được thể hiện trên hình ứng với hai công suất phát nhiệt khác nhau PT1 > PT2. Dạng đường cong nhiệt độ như trên hình 1.55 chỉ đúng cho môi trường đồng nhất, ví dụ một bản đồng hay nhôm. Tuy nhiên phần tử bán dẫn được gắn lên bộ phận tản nhiệt là một môi Tj trường không đồng nhất. Vì thể tích nhỏ nên khả Tv Th năng tích nhiệt kém, nhiệt độ trên phần tử sẽ tăng Ta rất nhanh. Nhiệt lượng từ phần tử truyền ra cánh tản nhiệt, rồi từ cánh tản nhiệt truyền ra môi trường. Sẽ có sự chênh lệch nhiệt độ giữa phần tử, Rth(j-v) Rth(v-h) Rth(h-a) cánh tản nhiệt, môi trường. Tương ứng giữa các Hình 1.41. Mô hình truyền nhiệt bộ phận tiếp giáp nhau sẽ có trở kháng truyền nhiệt khác nhau. Mô hình của hệ thống truyền nhiệt như vậy được cho trên hình. Trong đó cũng thể hiện đường nhiệt độ giảm từ phần tử Tj tới vỏ phần tử Ty, tới cánh tản nhiệt Th và tới môi trường Ta. Dòng nhiệt truyền từ cấu trúc bán dẫn ra đến vỏ phần tử, từ vỏ tới cánh tản nhiệt, từ cánh tản nhiệt ra đến môi trường. Giữa các môi trường tiếp giáp nhau trở
kháng nhiệt là: Rtb(j-v), Rth(vhj), Rth(h-a). Do đó trở kháng nhiệt sẽ bằng tổng trở kháng nhiệt giữa các vùng tiết giáp nhau: Rth = Rth(jv) + Rth(v-h) + Rth(h-a) Như vậy nhiệt độ giả tưởng của cấu trúc bán dẫn sẽ là: Tj = Ta + PTRtb Biểu thức này thường được sử dụng để P xác định Rth cần thiết khi biết nhiệt độ cho Pmax phép giới hạn Tj của phần tử nhiệt độ làm việc của môi trường Ta và công suất phát nhiệt PT. I.8.2. Tính toán tản nhiệt 50% Giữa công suất lớn nhất có thể được toả ra ngoài môi trường và nhiệt độ vỏ phần tử phụ thuộc nhau theo biểu thức: 0C 25 50 100 150 200 T Tv,max 25 jmax Pmax = = const R Hình 1.57: Đồ thị nhiệt độ và công th( j v) suất tản nhiệt lớn nhất cho phép trong đó giả thiết nhiệt độ môi trường là 25oC. Mối quan hệ này được biểu diễn trên đồ thị ở hình 1.57 theo đó khi nhiệt độ cấu trúc bán dẫn bằng nhiệt độ cực đại cho phép Tj.max thì công suất tỏa ra sẽ bằng 0, đồng nghĩa với việc phần tử bị phá hủy. Các số liệu này, kể cả đồ thị ở hình 1.57, cho mỗi phần tử bán dẫn, được cho trong đặc tính kỹ thuật của nhà sản xuất. Để đảm bảo nhiệt độ môi trường ở một nhiệt độ thích hợp ta phải gắn phần tử bán dẫn lên một cánh tản nhiệt. TTv,max a Khi đó: P max Rth( j a) Theo mô hình truyền nhiệt trên hình 1.56, ta có: Tj - nhiệt độ của cấu trúc bán dẫn. cho'bởi nhà sản xuất, Tv - nhiệt độ vỏ phần tử. Th - nhiệt độ cánh tản nhiệt. Ta - nhiệt độ môi trường, Pth - tổn hao phát nhiệt trong phần tử, được tính toán bởi người sử dụng, Rth(j-v) - trở kháng nhiệt giữa cấu trúc bán dẫn và vỏ, cho bởi nhà sản xuất, Rth(v-h) - trở kháng nhiệt giữa vỏ và cánh tản nhiệt, phụ thuộc hình đang. kích thước vỏ phần tử, cho bởi nhà sản xuất. Rth(h-a) - trở kháng nhiệt giữa cánh tản nhiệt và môi trường, cho bởi nhà sản xuất cánh tản nhiệt. Với các ký hiệu trên đây, nếu đã tính toán được tổn hao phát nhiệt trên phần tử Pth.max, có thể xác định trở kháng truyền nhiệt yêu cầu của cánh tản nhiệt:
TT j.max a Rth h a a Rth( j v) R th(v h) Pth.max Giá trị Rth(h-a) cho phép chọn được loại tản nhiệt theo yêu cầu dựa vào đặc tính của một số loại tản nhiệt do các nhà sản xuất cung cấp. Ví dụ: Thyristor BTW 67-1200, vỏ loại CB-332. o Trở kháng nhiệt từ cấu trúc bán dẫn ra vỏ Rth(j-v) = 0.93 C/w, o Trở kháng nhiệt từ vỏ ra tản nhiệt Tth(v-h) = 0.1 C/w. o Tj.max = 110 C. Iv = 25 A. Ung.max = 1200 V. Giả sử tổn hao công suất trong quá trình làm việc đã tính toán được là 50W, nhiệt độ môi trường là 40oC. Trở kháng nhiệt của tản nhiệt yêu cầu là: TT j.max a 0 RRR,Cth h a th( j v) th(v h) 0 37 Pth.max Từ giá trị này có thể chọn được loại tản nhiệt theo yêu cầu.
CHƯƠNG 2 CHỈNH LƯU ĐIỀU KHIỂN (Bộ biến đổi xoay chiều - một chiều) II.1 TỔNG QUAN VỀ CHỈNH LƯU CÓ ĐIỀU KHIỂN Trong kỹ thuật điện rất nhiều trường hợp yêu cầu phải biến đổi một nguồn điện áp xoay chiều thành điện áp một chiều và điều chỉnh được giá trị của điện áp một chiều đầu ra. Để thực hiện việc này người ta có nhiều cách khác nhau, ví dụ như dùng tổ hợp động cơ - máy phát, dùng bộ biến đổi một phần ứng, dùng chỉnh lưu, v.v Nhưng phổ biến nhất và có hiệu suất cao nhất là sử dụng các sơ đồ chỉnh lưu bằng các dụng cụ bán dẫn. Các sơ đồ chỉnh lưu (các bộ biến đổi xoay chiều-một chiều) là các bộ biến đổi ứng dụng tính chất dẫn dòng một chiều của các dụng cụ điện tử hoặc bán dẫn để biến đổi điện áp xoay chiều thành điện áp một chiều một cách trực tiếp. Hiện nay các dụng cụ điện tử hầu như không còn được sử dụng trong các sơ đồ chỉnh lưu vì kích thước lớn, hiệu suất thấp. Dụng cụ sử dụng chủ yếu trong các sơ đồ chỉnh lưu hiện nay là các thyristor và các diode bán dẫn. Các sơ đồ chỉnh lưu có nhiều dạng khác nhau và được ứng dụng cho nhiều mục đích khác nhau, ví dụ như dùng để điều chỉnh tốc độ động cơ một chiều; cung cấp điện áp một chiều cho thiết bị mạ điện, điện phân; cung cấp điện áp một chiều cho các thiết bị điều khiển, các đèn phát trung tần và cao tần, v.v Các sơ đồ chỉnh lưu được sử dụng từ công suất rất nhỏ đến công suất rất lớn. II.1.1 Sơ đồ nối dây Có hai loại sơ đồ nối dây các bộ chỉnh lưu là: Sơ đồ nối dây hình tia và sơ đồ nối dây hình cầu. II.1.1.1. Sơ đồ nối dây hình tia Hình 2.1 là các sơ đồ chỉnh lưu hình tia tổng quát. Hình 2.1a là sơ đồ chỉnh lưu hình tia m pha các van nối Cathode chung, còn hình 2.1b là sơ đồ chỉnh lưu hình tia m pha các van nối anode chung. Trong các sơ đồ này: u1,u2, ,um: là hệ thống điện áp xoay chiều (thường là hình sin) m pha. T1,T2, ,Tm: là m van chỉnh lưu có điều khiển (thyristor), trong các sơ đồ chỉnh lưu không điều khiển thì các van là diode. Ld, Rd,, Ed: là điện trở, điện cảm, sức điện động (s.đ.đ) phụ tải một chiều. ud, id: là điện áp và dòng điện chỉnh lưu tức thời trên phụ tải một chiều, chiều qui ước của id lấy trùng với chiều thực của dòng qua tải, còn chiều qui ước của ud lấy trùng với chiều qui ước của dòng tải id. Điểm O là trung tính nguồn xoay chiều.
i u u u u u2 O um d 1 2 O m 1 id       Rd Rd T1 T2 T ud T T T m 1 2 m ud Ld Ld Ed E K A d Hình 2.1a: Sơ đồ chỉnh lưu hình tia Hình 2.1b: Sơ đồ chỉnh lưu hình tia m pha các van nối katôt chung m pha các van nối anode chung Đặc điểm chung của các sơ đồ chỉnh lưu hình tia là: Số van chỉnh lưu bằng số pha nguồn xoay chiều. Các van có một điện cực cùng tên nối chung, điện cực còn lại nối với nguồn xoay chiều. Nếu điện cực nối chung là Cathode thì sơ đồ được gọi là sơ đồ Cathode chung, còn nếu điện cực nối chung là anode ta có sơ đồ anode chung. Điểm nối chung của các van là một trong hai điện cực của điện áp chỉnh lưu. Hệ thống điện áp nguồn xoay chiều m pha phải có điểm trung tính, trung tính nguồn là điện cực còn lại của điện áp chỉnh lưu. II.1.1.2. Sơ đồ nối dây hình cầu Trên hình 2.2 là các sơ đồ chỉnh lưu mắc theo sơ đồ cầu. Hình 2.2a là sơ đồ dạng tổng quát với số pha m 3, hình 2.2b là sơ đồ chỉnh lưu cầu một pha. Các phần tử trên các sơ đồ: O u u1 u2 um     T2 T1 T2 T1 T4 T3 T4 T3 A K T ud 2m T2m-1 u d R i Ed Ld d d id Ed Ld Rd Hình 2.1b: Sơ đồ chỉnh lưu Hình 2.2a: Sơ đồ chỉnh lưu hình hìnhcầu 1 pha cầu m pha (m 3) u1,u2, um: là hệ thống điện áp xoay chiều (thường là hình sin) m pha, u là điện áp xoay chiều một pha.
T1,T2, ,T2m: là các van chỉnh lưu có điều khiển (thyristor). Rd, Ld, Ed: là điện trở, điện cảm, s.đ.đ. phụ tải (Ed còn được gọi là s.đ.đ. ngược hay sức phản điện động). ud,id: là điện áp và dòng tải tức thời,qui ước chiều giống như sơ đồ hình tia. Các đặc điểm chung của sơ đồ chỉnh lưu hình cầu m pha: Số van chỉnh lưu trong sơ đồ bằng 2 lần số pha, trong đó có m van có Cathode nối chung được gọi là nhóm van Cathode chung và trên sơ đồ ta ký hiệu bởi chỉ số lẻ, m van còn lại có anode nối chung nên được gọi là nhóm van anode chung và trên sơ đồ ta ký hiệu bằng chỉ số chẵn. Mỗi pha nguồn xoay chiều nối với 2 van, một ở nhóm Cathode chung và một ở nhóm anode chung. Điểm nối chung của các van nhóm Cathode chung (K), nhóm van anode chung (A) là 2 điện cực của điện áp ra. II.1.1.3. Nguyên lý làm việc a/- Nguyên lý làm việc của sơ đồ chỉnh lưu hình tia  Trường hợp sơ đồ chỉnh lưu là không điều khiển (hình 2.3a) Để đơn giản cho việc nghiên cứu nguyên lý làm việc của sơ đồ chỉnh lưu, trước tiên ta xét với sơ đồ không điều khiển và nghiên cứu loại sơ đồ các van nối Cathode chung (hình 2.3a). Trong sơ đồ này ta đã thay các thyristor O ở sơ đồ hình 2.1a bằng các diode từ D1 đến u1 u2 um id Dm.    R Qua nghiên cứu người ta nhận thấy d rằng: Ở chế độ dòng qua tải là liên tục và bỏ D1 D2 Dm ud qua quá trình chuyển mạch thì ở một thời Ld điểm bất kỳ khi bộ chỉnh lưu đang làm việc trong sơ đồ luôn có một van dẫn dòng, đó là Ed van nối với pha có điện áp dương nhất. Mặt K khác như đã biết với hệ thống điện áp xoay Hình 2.3a chiều m pha thì trong thời gian một chu kỳ nguồn mỗi pha sẽ lần lượt dương nhất trong khoảng thời gian bằng 1/m chu kỳ, do vậy mà mỗi van trong sơ đồ sẽ dẫn dòng một khoảng bằng 1/m chu kỳ trong thời gian một chu kỳ nguồn. Ta giả thiết rằng sụt điện áp trên diode hoặc thyristor mở (dẫn dòng) bằng không. Như vậy thời điểm mà điện áp trên van bằng không và có xu hướng chuyển sang dương là thời điểm van (diode) bắt đầu mở, thời điểm mà diode trong sơ đồ chỉnh lưu bắt đầu mở được gọi là thời điểm mở tự nhiên đối với van trong sơ đồ chỉnh lưu. Thời điểm mở tự nhiên đối với van trong sơ đồ chỉnh lưu các van nối Cathode chung chậm sau thời điểm điện áp của pha nối van bằng không và bắt đầu chuyển sang dương một góc độ điện bằng 0, với 0 được xác định như sau: 0 = /2- /m
Mỗi diode trong sơ đồ bắt đầu mở tại thời điểm mở tự nhiên và sẽ khoá tại thời điểm mở tự nhiên của van tiếp theo. Điện áp chỉnh lưu sẽ lặp lại m lần giống nhau trong một chu kỳ nguồn xoay chiều. Trường hợp sơ đồ chỉnh lưu hình tia m pha các van nối anode chung, khi sơ đồ làm việc ở chế độ dòng liên tục và bỏ qua chuyển mạch thì tại một thời điểm bất kỳ trong sơ đồ có một van mắc với pha có điện áp âm nhất dẫn dòng. Thời điểm mở tự nhiên đối các van trong sơ đồ này chậm sau thời điểm điện áp của pha mắc với van bằng không và bắt đầu chuyển sang âm một góc độ điện cũng bằng 0 .  Trường hợp chỉnh lưu có điều khiển (hình O u1 u2 um id 2.3b)    Trong trường hợp này các van chỉnh lưu là các Rd T T u thyristor (T ,T , ,T ). Như đã biết, để một 1 2 Tm d 1 2 m thyristor có thể chuyển từ trạng thái khoá sang Ld trạng mở thì cần phải có đủ hai điều kiện: Ed Điện áp giữa anode và Cathode phải K dương (thuận). Hình 2.3b Có tín hiệu điều khiển đặt vào điện cực điều khiển và Cathode của van (nói tắt là có tín hiệu điều khiển). Do đặc điểm vừa nêu mà trong sơ đồ này ta có thể điều khiển được thời điểm mở của các van trong một giới hạn nhất định. Cụ thể là, trong khoảng thời gian van có điều kiện mở thứ nhất là có điện áp thuận (từ thời điểm mở tự nhiên đối với van cho đến sau thời điểm này một nửa chu kỳ), ta cần mở van ở thời điểm nào thì ta truyền tín hiệu điều khiển đến van ở thời điểm đó và điều này được thực hiện với tất cả các van trong sơ đồ. Như vậy nếu ta truyền tín hiệu điều khiển đến van chậm sau thời điểm mở tự nhiên một góc độ điện bằng thì tất cả các van trong sơ đồ sẽ mở chậm so với thời điểm mở tự nhiên một góc độ điện là và đường cong điện áp chỉnh lưu trên phụ tải một chiều sẽ khác so với sơ đồ chỉnh lưu không điều khiển (các van mở tại thời điểm mở tự nhiên đối với van), do vậy giá trị trung bình (thành phần một chiều) của điện áp chỉnh lưu sẽ thay đổi. Mặt khác khi thay đổi giá trị của thì dạng và giá trị trung bình của điện áp chỉnh lưu cũng thay đổi theo. Vậy ta có thể thay đổi được thành phần một chiều của điện áp trên tải nhờ thay đổi thời điểm mở van, tức là thay đổi giá trị góc . Trong sơ đồ chỉnh lưu thì giá trị góc mở chậm của van được gọi là góc điều khiển của sơ đồ chỉnh lưu. Từ các điều kiện mở của van đã nêu trên ta thấy rằng: muốn van mở được khi có tín hiệu điều khiển thì thời điểm truyền tín hiệu điều khiển đến van phải nằm trong khoảng điện áp trên van là thuận,có nghĩa rằng: 1800 > 00. Trường hợp sơ đồ làm việc với = 00 tương đương với trường hợp sơ đồ chỉnh lưu không điều khiển. Sự làm việc của sơ đồ chỉnh lưu hình tia m pha các van nối anode chung cũng hoàn toàn tương tự, chỉ khác là thời điểm mở tự nhiên của các van trong sơ đồ này xác định khác với sơ đồ các van nối Cathode chung. b/- Nguyên lý làm việc sơ đồ cầu
 Trường hợp sơ đồ không điều khiển: Từ kết cấu của sơ đồ chỉnhlưu hình cầu ta có nhận xét: Để có dòng qua phụ tải thì trong sơ đồ phải có ít nhất 2 van cùng dẫn dòng, một van ở nhóm Cathode chung còn van kia ở nhóm anode chung. Vậy, với giả thiết là sơ đồ làm việc ở chế độ dòng liên tục và bỏ qua quá trình chuyển mạch thì khi bộ chỉnh lưu cầu m pha làm việc, ở một thời điểm bất kỳ trong sơ đồ luôn có 2 van dẫn dòng: một van ở nhóm Cathode chung nối với pha đang có điện áp dương nhất và một van ở nhóm anode chung nối với pha đang có điện áp âm nhất. Thời điểm mở tự nhiên đối các van nhóm Cathode chung xác định giống như các van trong sơ đồ chỉnh lưu hình tia cùng số pha các van nối Cathode chung, còn thời điểm mở tự nhiên đối với các van nhóm anode chung thì xác định như đối với các van trong sơ đồ chỉnh lưu hình tia cùng số pha các van nối anode chung. Với đặc điểm làm việc của sơ đồ chỉnh lưu hình cầu người ta nhận thấy rằng: Trong một chu kỳ nguồn xoay chiều mỗi van cũng dẫn dòng một khoảng thời gian bằng 1/m chu kỳ như ở sơ đồ hình tia, sự chuyển mạch dòng từ van này sang van khác chỉ diễn ra với các van trong cùng một nhóm và độc lập với nhóm van kia; trong một chu kỳ nguồn xoay chiều điện áp chỉnh lưu lặp lại q lần giống nhau, với q = 2m khi m lẻ và q = m khi m chẵn. Trường hợp sơ đồ chỉnh lưu có điều khiển (hình2.4) u1 u2 O um    Với sơ đồ chỉnh lưu cầu, để điều khiển điện áp chỉnh lưu trên phụ tải một chiều người ta cũng T2 T1 thực việc điều khiển cho các van trong sơ đồ mở chậm hơn thời điểm mở tự nhiên một góc độ điện T4 T3 bằng nhờ sử dụng tín hiệu điều khiển giống như ở sơ đồ hình tia. Giới hạn thay đổi lớn nhất của A K 0 0 góc điều khiển là từ 0 đến 180 . T2m T2m-1 u II.1.2 Dòng và áp của bộ chỉnh lưu và tải d II.1.2.1 Dòng điện chỉnh lưu trên phụ tải một chiều Ed Ld Rd id Từ mục trên ta thấy rằng dạng đường cong điện áp Hình 2.4 chỉnh lưu lặp đi lặp lại q lần trong một chu kỳ nguồn xoay chiều, do vậy ở chế độ xác lập thì dòng qua tải cũng sẽ lặp đi lặp lại q lần (với q = m khi sơ chỉnh lưu là hình tia hoặc sơ đồ cầu có số pha m là chẵn, q = 2m khi sơ đồ chỉnh lưu là hình cầu với số pha m là lẻ). Qua đây chúng ta thấy rằng để biết dòng và áp trên tải ở chế độ xác lập ta chỉ cần biết dòng và áp trên tải trong một khoảng thời gian bằng một lần lặp lại (bằng 1/m chu kỳ hay qui ra góc độ id điện bằng 2 /q). Để xác định dòng và áp trên tải ta dựa vào T Rd sơ đồ thay thế bộ chỉnh lưu trong một khoảng làm việc của ud 1 van như hình2.5. Ld Trong sơ đồ thay thế này ta có:  u Ed Hình 2.5
u: là tổng đại số điện áp nguồn xoay chiều tác động trong mạch vòng nối với các van đang dẫn dòng trong sơ đồ ở giai đoạn xét,trong sơ đồ hình tia ở một thời điểm chỉ có một van làm việc nên u sẽ là điện pha, với sơ cầu ở một thời điểm có 2 van mắc với hai pha khác nhau cùng làm việc nên u sẽ là điện áp dây. Nếu ta chọn mốc thời gian xét t = 0 (t = 0) là thời điểm bắt đầu mở một van trong sơ đồ thì: u = Um.sin (t+) (2-1a) Trong đó Um là biên độ điện pha nguồn xoay chiều nếu sơ đồ chỉnh lưu là hình tia hoặc là biên độ điện áp dây nếu sơ đồ chỉnh lưu là chỉnh lưu là hình cầu (V),  là tần số góc của nguồn điện xoay chiều (rad), t là thời gian xét (s),  là góc pha đầu và được xác định:  = /2- /q + (2-1b) Còn T đặc trưng các van đang dẫn dòng, ở sơ đồ tia là 1 van còn sơ đồ cầu có 2 van dẫn dòng nối tiếp nhau. ở đây T chỉ có ý nghĩa là dòng trong sơ đồ chỉ được phép đi theo một chiều là chiều thực của dòng qua T, còn sụt điện áp trên T đã được bỏ qua. Ed, Ld, Rd: là các phần tử phụ tải. ud, id: là điện áp và dòng điện trên tải. Viết phương trình cân bằng điện áp trong sơ đồ hình 2.5 ta có di Rd .id Ld U m sin(t  ) Ed dt (2-2) Để giải phương trình này ta đặt: * =Ed/Um; i =id/Im=id.Rd/Um; =Ld/Rd (2-3) Thế (1-3) vào (1-2) ta được: i* +.di*/dt=sin (t+) -  (2-4) Đây là phương trình vi phân tuyến tính đối với dòng tải dạng tương đối.Giải * * phương trình này với điều kiện đầu là: i (t = 0) = i 0 ta được: sin[ -arctg(  )] sin[ t  -arctg(  )] i / { i  - }e t  { - } 0 (2-5) 1 ( )22 1 (  ) Biểu thức (2-5) là biểu thức tổng quát dùng để xác định dòng điện tương đối * qua phụ tải một chiều (i ), từ đây khi sử dụng (2-3) sẽ tìm được id. Biểu thức này xác định trong khoảng từ t = 0 đến t = 2 /q. Tuỳ thuộc vào đặc tính phụ tải, dạng sơ đồ, giá trị góc điều khiển mà xẩy ra một số chế độ làm việc khác nhau: Nếu trong toàn bộ thời gian làm việc mà id > 0 ta có chế độ dòng điện tải liên tục. Nếu trong một chu kỳ làm việc mà dòng tải có q khoảng bằng không và q khoảng khác không ta có chế độ dòng điện tải gián đoạn. Chế độ trung gian (giới hạn) giữa 2 chế độ nêu trên được gọi là chế độ dòng điện biên liên tục.
Chú ý: Khi dùng (2-5) nếu tính được i* có giá trị âm trong một khoảng nào đó ở thời gian xét thì trong khoảng đó ta lấy i*=0,vì dòng điện trong mạch chỉ được phép đi theo một chiều nên không âm. a/- Chế độ dòng tải gián đoạn Điều này sẽ xẩy ra với tải là điện trở thuần khi lớn trong sơ đồ 1 hoặc 2 pha và ngay cả sơ đồ 3 pha, hoặc khi tải có Ld hữu hạn mà Ed lớn hoặc lớn, Khi đó, tại thời * điểm ta bắt đầu mở một van thì dòng qua tải đang bằng không, tức là i 0=0. Vậy biểu thức dòng tải dạng tương đối lúc này là: sin[ -arctg(  )] sin[ t  -arctg(  )] i*/ {  - }e t  { - } (2-6) 1 ( )22 1 (  ) Khi nghiên cứu bộ chỉnh lưu ở chế độ dòng điện gián đoạn người ta gọi khoảng thời gian tồn tại một xung dòng tải qui ra góc độ điện là góc dẫn của van và ký hiệu là . b/- Dòng điện tải khi phụ tải Rd - Ed (khi Ld = 0) -t/ Khi Ld = 0, ta có:  = 0, nên e = 0. Vậy dòng tương đối trên tải: i*= sin (t +) -  (2-7) c/- Dòng điện tải ở chế độ dòng biên liên tục Khi sơ đồ làm việc ở chế độ này thì đường cong dòng điện có q điểm bằng không trong một chu kỳ nguồn xoay chiều. Những điểm dòng tải bằng không là những điểm * bắt đầu mở một van trong sơ đồ, vậy trong trường hợp này i 0 = 0 và ta cũng có thể dùng biểu thức (2-6) để xác định dòng tải, tuy nhiên trong trường hợp này thì góc dẫn của van  = 2 /q. Khi thay t = 2 /q vào (2-6) và cho i* = 0 ta tìm được giá trị giới hạn của s.đ.đ để sơ đồ có thể chuyển từ chế độ dòng gián đoạn sang liên tục và ngược lại, ta có: sin[2 /q  arctg (  )] sin[  arctg (  )] e 2/ q   (2-8) gh (1 e 2/ q  ). 1 ( )2 d/- Dòng tải ở chế độ dòng liên tục Khi sơ đồ chỉnh lưu đã làm việc ở chế độ xác lập mà dòng tải liên tục thì do tính chất lặp đi lặp lại mang tính chu kỳ với chu kỳ lặp lại bằng 1/q lần chu kỳ nguồn xoay * chiều nên dòng tải khi t = 2 /q cũng bằng dòng tải tại t = 0, tức là bằng i 0. * Thay t = 2 /q vào (2-5) ta tìm được i 0: sin[2 /q  arctg (  )] sin[  arctg (  )] e 2/ q  i*  (2-9) 0 (1 e 2/ q  ). 1 ( )2 Thế (2-9) vào (2-5) và biến đổi ta được: {sin[2  /q arctg (  )] sin[  arctg (  )]} e t/ sin[  t arctg (  )] i*  (2-10) (1 e 2/ q  ). 1 ( )22 1 (  ) Đây là biểu thức dòng tải dạng tương đối ở chế độ dòng liên tục.
. Trường hợp khi Ld= * Trong trường hợp này ta tìm dòng điện tương đối bằng cách lấy giới hạn i khi cho Ld tiến đến (vô cùng), giá trị i* lúc này được ký hiệu là I*: sin(2 /q  / 2) sin(  / 2) 2sin( / q ).cos( / q  / 2) Ii lim   2 /qq 2 / * q I .sin .cos  (2-11) q Từ biểu thức (2-11) ta thấy rằng: dòng qua tải khi Ld= không phụ thuộc vào thời gian. Nếu chú ý rằng dòng qua phụ tải bộ chỉnh lưu gồm hai thành phần: một thành phần không đổi không phụ thuộc thời gian là thành phần một chiều hay giá trị trung bình và một thành phần biến đổi theo thời gian là thành phần xoay chiều thì dòng tải trong trường hợp này đúng bằng giá trị trung bình dòng chỉnh lưu, ta ký hiệu là Id. Id= (Um. (q/ ).sin /q .cos - Ed)/Rd (2-12) II.1.2.2 Điện áp chỉnh lưu trên phụ tải một chiều Có hai khái niệm về điện áp chỉnh lưu là:  Điện áp chỉnh lưu tức thời (ký hiệu là ud) trong khoảng thời gian xét đã nêu ta có: o Ở chế độ dòng tải gián đoạn: * . ud = u khi id > 0 (tức là khi i > 0): từ t=0 đến t = . ud = Ed trong khoảng dòng tải bằng không từ t= đến t =2 /q o Ở chế độ dòng tải liên tục: ud = u trong toàn khoảng xét.  Điện áp chỉnh lưu trung bình, đây chính là thành phần một chiều của điện áp chỉnh lưu, nó được tính theo biểu thức: 2 /q U (q / 2 ) u (t).d(t) d d 0 (2-13) . Trường hợp dòng tải gián đoạn:  2 / q U (q / 2 )[ U sin(t  )d(t) E .d(t)] d m d 0  (2-14) . Trường hợp dòng tải liên tục: 2 / q q U (q / 2 ) U sin(t  )d(t) .U .sin .cos U .cos d m m d0 0 q (2-15) II.1.3. Các chế độ làm việc của bộ chỉnh lưu  Chế độ nghịch lưu của chỉnh lưu có điều khiển Khi nghiên cứu sự làm việc của sơ đồ chỉnh lưu có điều khiển người ta nhận thấy trong một số điều kiện nhất định bộ chỉnh lưu thực hiện quá trình biến đổi năng lượng ngược với chế độ chỉnh lưu bình thường, lúc đó bộ chỉnh lưu thực hiện biến đổi điện năng một chiều bên phía phụ tải thành điện năng xoay chiều và chuyển trả cho nguồn cung
cấp xoay chiều. Chế độ làm việc này của sơ đồ chỉnh lưu được gọi là chế độ nghịch lưu của chỉnh lưu có điều khiển. Nếu gọi công suất tiêu thụ trên phụ tải bộ chỉnh lưu là Pd, bỏ qua tổn thất phụ ta có: Pd = Ud. Id Trong đó, Ud, Id: là giá trị trung bình của điện áp và dòng điện chỉnh lưu. Khi sơ đồ làm việc ở chế độ chỉnh lưu ta có Pd > 0, phụ tải tiêu thụ công suất tác dụng do nguồn xoay chiều chuyển sang. Trong trường hợp bộ biến đổi làm việc ở chế độ nghịch lưu thì như đã nêu: phụ tải phát ra công suất tác dụng và nguồn xoay chiều lúc này thu công suất tác dụng, do vậy Pd 0). Vậy muốn có Pd 0, sơ đồ làm việc ở chế độ chỉnh lưu. . Nếu /2 0. Từ biểu thức trên ta suy ra (Ud - Ed) > 0, mà Ud |Ud| (*), tức là ta phải đảo cực tính của Ed so với qui ước và phải đảm bảo biểu thức (*). Vậy điều kiện thứ hai để có chế độ nghịch lưu là: phải đảo chiều s.đ.đ. phụ tải Ed và đảm bảo quan hệ |Ed| > |Ud|. Khi sơ đồ chỉnh lưu làm việc ở chế độ nghịch lưu người đưa ra một đại lượng mới là góc điều khiển nghịch lưu hay gọi tắt là góc nghịch lưu và ký hiệu là . Góc  được tính bằng khoảng thời gian từ thời điểm mở van đến thời điểm chậm sau thời điểm mở tự nhiên đối với van một góc bằng 1800 qui ra góc độ điện, vậy  = - Chú ý: Từ đặc điểm làm việc cũng như bản chất của các thyristor người ta thấy rằng, để một thyristor đang dẫn dòng chuyển sang trạng thái khoá một cách chắc chắn thì sau khi dòng qua van giảm về bằng không ta phải duy trì một điện áp âm hoặc bằng không trong một khoảng thời gian nhất định thì van mới đảm bảo phục hồi được tính chất điều khiển, có nghĩa rằng sau khoảng thời gian cần thiết như đã nêu ta có thể đặt điện áp thuận trong giới hạn cho phép lên van thì van cũng vẫn khoá nếu chưa có tín hiệu điều khiển. Khoảng thời gian cần thiết nêu trên được gọi là thời gian phục hồi tính chất điều khiển của van và ta ký hiệu là tk. Khi sơ đồ làm việc ở chế độ nghịch lưu nếu ta cho = thì khi dòng qua một van vừa bằng không (với giả thiết đang bỏ qua chuyển mạch sẽ xét ở phần sau), điện áp trên van cũng bằng không và bắt đầu chuyển sang dương (thuận) tức là van không có thời gian phục hồi tính chất điều khiển và sẽ mở lại ngay. Sự tự mở lại của van vừa khoá kết hợp với việc trong sơ đồ đang có một van cùng nhóm dẫn dòng sẽ gây nên ngắn mạch và phá huỷ chế độ nghịch lưu,
người ta gọi hiện tượng này là hiện tượng lật đổ nghịch lưu. Muốn cho sơ đồ làm việc bình thường ở chế độ nghịch lưu thì phải tạo ra khoảng thời gian cần thiết để van phục hồi tính chất điều khiển bằng cách giảm giá trị góc điều khiển cực đại và người ta thực hiện: /2 0 thì diode này bị đặt điện áp ngược. Diode này được gọi là diode không, ký hiệu là D0. Ví dụ sơ đồ chỉnh lưu hình tia 2 pha có diode không như hình 2.6. Nguyên lý hoạt động của sơ đồ chỉnh lưu có van không có thể tóm tắt như sau: Khi điện áp chỉnh lưu tức thời dương thì diode không bị đặt điện áp ngược. Khi điện áp chỉnh lưu tức thời có xu hướng chuyển sang âm thì diode không sẽ mở, diode không mở thì sụt áp trên nó giảm về bằng không. Điện áp trên D0 là uDo=0, nên ud=0, do vậy điện áp trên van có điều khiển đang dẫn dòng ở giai đoạn trước sẽ chuyển sang âm vì điện áp của pha nguồn xoay chiều nối với van bắt đầu đổi dấu và van đó sẽ khoá lại. Trong thời gian D0 làm việc thì ud=0 và id = iDo. Đến thời điểm ta đưa tín hiệu điều khiển mở van có điều khiển tiếp theo trong sơ đồ thì ud >0 và uDo=-ud<0, D0 lại khoá. Trong các giai đoạn tiếp theo sự làm u u (nÐt việc của sơ đồ diễn ra tương tự, trong u 1 u2 d ®Ëm) một chu kỳ nguồn xoay chiều D0 làm t việc q lần. 0 Đồ thị điện áp chỉnh lưu tức thời, /2 3 /2 2 dòng các van của sơ đồ hình 2.6 khi sơ đồ làm việc với 0, giả thiết Ld iT iT1 iT2 = cho trên hình 2.7. 0 Id t Một số nhận xét: /2 3 /2 2 iDo 0 Id t /2 3 /2 2 Hình 2.7
Do đặc điểm là dòng qua D0 gây nên bởi s.đ.đ. tự cảm trong điện cảm phụ tải Ld,vì vậy sơ đồ có chỉ hợp lý khi Ld 0, Ld càng lớn càng tốt. Trong sơ đồ chỉnh lưu có D0 thì ud 0 (không âm), nên Ud 0 và sơ đồ không làm việc được ở chế độ nghịch lưu. II.1.5 Quá trình chuyển mạch (chuyển đổi) trong sơ đồ chỉnh lưu II.1.5.1 Khái niệm Bình thường để xét nguyên lý hoạt động của các sơ đồ chỉnh lưu ta thường giả thiết bỏ qua điện trở và điện cảm nguồn cung cấp xoay chiều và của dây dẫn cũng như các phần tử khác mắc nối tiếp trong mạch nguồn để đơn giản cho việc nghiên cứu. Trong trường hợp này khi ta mở một van đến lượt làm việc thì van đang dẫn dòng ở giai đoạn trước và ở cùng nhóm sẽ khoá lại tức thời. Trong thực tế thì ở mạch nguồn luôn luôn tồn tại một giá trị điện trở và một giá trị điện cảm nhất định, điều này sẽ làm cho sự thay đổi van làm việc trong sơ đồ khác đi, đặc biệt là điện cảm mạch nguồn. Do đặc điểm của điện cảm là dòng qua nó không được phép thay đổi đột ngột nên khi ta truyền tín hiệu điều khiển đến mở một van đến lượt làm việc thì van cùng nhóm với nó đang dẫn dòng ở giai đoạn trước dòng chưa giảm ngay về không mà sẽ giảm dần trong một khoảng thời gian nào đó và trong thời gian đó dòng qua van vừa mở cũng sẽ tăng dần từ 0 đến giá trị dòng qua tải. Như vậy, ta thấy rằng khi chuyển sự dẫn dòng từ van này sang van khác cùng nhóm sẽ xuất hiện một khoảng thời gian có hai van cùng nhóm của sơ đồ cùng dẫn dòng, khoảng thời gian này được gọi là thời gian chuyển mạch và quá trình diễn ra trong sơ đồ chỉnh lưu trong thời gian này được gọi là quá trình chuyển mạch. Trong thời gian chuyển mạch sơ đồ làm việc ở trạng thái ngắn mạch hai pha nguồn xoay chiều bởi sụt điện áp trên hai van cùng nhóm dẫn dòng xem là bằng không. Quá trình chuyển mạch như đã nêu không xảy ra đối với chế độ dòng gián đoạn vì khi ta mở một van trong sơ đồ thì tất cả các van làm việc ở giai đoạn trước đều đang khoá. Quá trình chuyển mạch chỉ diễn ra khi sơ đồ làm ở chế độ dòng liên tục và việc nghiên cứu quá trình này tương đối phức tạp. Để đơn giản cho việc nghiên cứu ta tạm thời đưa ra một số giả thiết như sau: 1- Điện áp xoay chiều cung cấp cho bộ chỉnh lưu là hoàn toàn hình sin. 2- Tạm thời bỏ qua điện trở trong mạch nguồn (Rs= 0), chỉ xét đến điện cảm của mạch nguồn (Ls 0). 3- Giả thiết điện cảm mạch tải là vô cùng lớn (Ld= nên id =Id=const) 4- Bỏ qua sụt điện áp trên van và xem rằng van mở ngay khi có tín hiệu điều khiển. 5- Chỉ khảo sát quá trình chuyển mạch diễn ra giữa 2 van và nghiên cứu với trường hợp sơ đồ là hình tia, sau đó suy rộng un Ls iTn kết quả cho cả sơ đồ hình cầu. n Tn  II.1.5.2 Dạng dòng qua các van trong giai đoạn chuyểnmạch un+1 Lsn+1 Tn+1 iTn+1 Để xác định biểu thức dòng các van trong giai đoạn  chuyển mạch với sơ đồ chỉnh lưu hình tia m pha các ud id Ed Ld Rd Hình 2.8
van nối Cathode chung ta sử dụng sơ đồ thay thế bộ chỉnh lưu trong thời gian diễn ra quá trình chuyển mạch giữa 2 van Tn và Tn+1, (n<m), như hình 2.8: Trong đó: un, un+1 là điện pha thứ n và n+1 trong hệ thống điện áp xoay chiều hình sin m pha (n<m). Tn, Tn+1 là 2 van mắc ở 2 pha un, un+1 Lsn, Lsn+1 là điện cảm tổng trong 2 pha nguồn xoay chiều thứ n và n+1, ta có: Lsn = Lsn+1 = Ls. Ed, Rd, Ld là các phần tử phụ tải một chiều. iTn, iTn+1, id là dòng điện các van là dòng tải. ud là điện áp chỉnh lưu tức thời. Ta chọn mốc thời gian xét t = 0 là thời điểm truyền tín hiệu điều khiển mở Tn+1, trước đó van Tn đang dẫn dòng. Viết phương trình cân bằng điện áp trong mạch vòng qua 2 van đang diễn ra chuyển mạch và hai pha nguồn nối với 2 van này với chú ý rằng điện áp trên 2 van này trong khoảng chuyển mạch bằng không (vì các van đang dẫn dòng), ta được: - Ls.diTn/dt+ Ls.diTn+1/dt =un+1 -un (2-17) Mặt khác ta lại có: iTn + iTn+1 = Id (2-18) Từ (1-17) và (1-18) ta rút ra: iTn+1 = Id - iTn, diTn+1/dt = - diTn/dt, un+1 - un =Um.sin (t+ ) với Um là biên độ điện áp dây của 2 pha nguồn liên tiếp nhau. Thay các biểu thức này vào (2-17) ta có: 2.Ls.diTn+1/dt = Um.sin (t+ ) (2-19) Giải phương trình vi phân này ta được: iTn+1 = - Im.cos (t+ ) +C Hằng số tích phân C được xác định dựa điều kiện đầu là khi t=0 thì iTn+1 =0 và có giá trị như sau: C = Im.cos = (Um/2 Ls). cos Với: Im là giá trị hằng được xác định bằng: Im= Um/2 Ls (2-20) Vậy ta có: iTn+1= Im.[cos - cos (t+ )] (2-21a) iTn = Id - Im.[cos - cos (t+ )] (2-21b) II.1.5.3 Góc chuyển mạch Khoảng thời gian chuyển mạch qui ra góc độ điện được gọi là góc chuyển mạch và thường được ký hiệu là . Để xác định góc chuyển mạch ta dựa vào điều kiện: khi kết thúc chuyển mạch thì iTn=0 và iTn+1=Id .Thông thường người ta tính toán giá trị góc chuyển mạch khi =0 trước (khi =0 thì  = 0 ) rồi tính toán  thông qua 0 và . Cho =0 và thay t=0 vào (2-21a) hoặc (2-21b) ta được: 1 - cos0 = (Id.2.  Ls)/Um (2-22)
0 = arccos[1- (2..Ls.Id)/Um] (2-22a) Thay t= vào (1-21b) và cho iTn= 0 ta rút ra: cos - cos ( +) = (Id.2.  Ls)/Um (2-23) Chia vế với vế hai đẳng thức (2-22), (2-23) cho nhau ta được: (1- cos0 )/ [cos - cos ( +)] =1 (2-24) sau khi biến đổi, cuối cùng ta rút ra: =arccos (cos + cos0 - 1) - (2-25) Nhận xét: Góc chuyển mạch  phụ thuộc vào giá trị dòng tải Id, điện áp nguồn cung cấp, điện cảm trong mạch nguồn Ls, góc điều khiển . II.1.5.4 Điện áp chỉnh lưu khi có xét đến quá trình chuyển mạch a/- Điện áp chỉnh lưu tức thời Trong khoảng thời gian không diễn ra chuyển mạch: Trong các giai đoạn này điện áp chỉnh lưu tức thời bằng điện áp của pha nguồn xoay chiều nối với van đang dẫn dòng, ví dụ: lân cận trước t=0 thì Tn dẫn dòng nên ud=un còn từ t= đến t=2 /q thì Tn+1 dẫn dòng nên ud=un+1 . Trong giai đoạn diễn ra chuyển mạch: Khi có sự chuyển mạch dòng từ van này sang van khác thì dòng qua các van và các pha nguồn xoay chiều có sự biến đổi nên điện áp chỉnh lưu tức thời trên tải cũng sẽ thay đổi. Để xác định điện áp trên tải trong giai đoạn này ta viết phương trình cân bằng điện áp như sau: Ls.diTn+1/dt + ud = un+1 (2-26a) Ls.diTn/dt + ud = un (2-26b) Cộng hai phương trình này vế với vế, biến đổi và chú ý rằng: diTn+1/dt=- diTn/dt ta được: ud = (un+1 + un)/2 (2-27) b/- Điện áp chỉnh lưu trung bình Do có chuyển mạch mà điện áp chỉnh lưu tức thời trong khoảng chuyển mạch bị giảm đi. Lượng giảm đi của ud trong khoảng chuyển mạch bằng sụt điện áp trên điện cảm mạch nguồn uLs. Vì vậy mà giá trị trung bình của điện áp chỉnh lưu cũng bị giảm đi một lượng bằng giá trị trung bình của sụt điện áp trên Ls, ta ký hiệu là Ux. Giá trị Ux được xác định bằng:  U (q / 4 ) U sin(t )d(t) (q / 4 ).U .[cos cos(  )] x m m 0 (2-28) Dựa vào (2-23) ta rút ra: Ux= (q/2 )..Ls.Id. (2-29) Và cuối cùng ta được biểu thức điện áp chỉnh lưu trung bình khi có tính đến quá trình chuyển mạch là: Ud = Ud0.cos - (q/2 )..Ls.Id (2-30) Chú ý: Khi có tính đến điện trở Rs trong mạch nguồn xoay chiều mà vẫn giả thiết Ld= thì các tính toán cho thấy rằng dạng đường cong dòng điện các van cũng gần
giống như khi bỏ qua điện trở nguồn và các biểu thức tính toán trên vẫn có thể sử dụng được với mức độ chính xác cho phép, chỉ cần quan tâm thêm sụt áp trên Rs. Khi có tính đến điện trở Rs trong mạch nguồn xoay chiều mà giá trị Ld hữu hạn thì nếu Ld có giá trị đủ lớn để cho dòng tải đập mạch nhỏ thì dạng dòng các van cũng thay đổi rất ít và ta vẫn có thể sử dụng các quan hệ trên nhưng trong biểu thức tính điện áp chỉnh lưu trung bình phải tính đến sụt điện áp một chiều trên Rs. Vậy, biểu thức điện áp chỉnh lưu trung bình khi có Rs là: Ud = Ud0.cos - (q/2 )..Ls.Id - Rs.Id (2-31) Các biểu thức (1-30), (1-31) tuy tính toán với sơ đồ hình tia nhưng vẫn áp dụng được cho cả các sơ đồ hình cầu trừ trường hợp sơ đồ cầu một pha. Với sơ đồ chỉnh lưu cầu một pha ta sử dụng biểu thức sau: Ud = Ud0.cos - (2/ )..Ls.Id - Rs.Id (2-32) Khi có tính đến chuyển mạch thì độ dài dẫn dòng của van kéo dài thêm một góc bằng  nên để tránh lật đổ nghịch lưu khi sơ đồ làm việc ở chế độ này góc nghịch lưu cần phải thoả mãn: min <  < /2 (2-33a) Trong đó: min = tk+ (2- 33b) II.1.5.5 Một số ví dụ: a/- Sơ đồ chỉnh hình tia 2 pha u ub uc u ud (nÐt ua ®Ëm) 0 t 2 0 t  u2 u1 i iT2 iT1 T T T T 0 t 1 2 1 T 3 2 T 3  2 Hình 2.9. Sơ đồ chỉnh lưu hình tia 2 Hình 2.10. Sơ đồ chỉnh lưu hình tia 3 pha pha b/- Sơ đồ chỉnh hình tia 3 pha (Hình 2.10) Trong trường hợp này ta giả thiết tại thời điểm bắt đầu xét ta mở T2 khi trước đó T1 đang dẫn dòng thì từ t=0 đến t= sẽ diễn ra quá trình chuyển mạch dòng từ T1 sang T2 và điện áp chỉnh lưu tức thời trong khoảng này là ud = (u1 + u2)/2 =0, dạng đường cong dòng các van và điện áp trên tải như hình 2.9. Ở đây ta giả thiết tại t=0 thì ta truyền tín hiệu điều khiển đến mở T2 mắc ở pha b (pha thứ 2) và trước đó T1 đang dẫn dòng nên giai đoạn từ t=0 đến t= diễn ra sự chuyển mạch dòng từ T1 sang T2, do