Bài giảng Thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi điện tử công suất - Trần Trọng Minh

142 trang huongle 3480

Download

Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Bài giảng Thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi điện tử công suất - Trần Trọng Minh", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

bai_giang_thiet_ke_dieu_khien_cho_cac_bo_bien_doi_dien_tu_co.pdf

Nội dung text: Bài giảng Thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi điện tử công suất - Trần Trọng Minh

TR ƯỜNG ĐẠ I H ỌC BÁCH KHOA HÀ N ỘI VI ỆN ĐIỆN – BM. T Ự ĐỘ NG HÓA XNCN Tr ần Tr ọng Minh, V ũ Hoàng Ph ươ ng THI ẾT K Ế ĐIỀU KHI ỂN CHO CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT MÔ HÌNH HÓA VÀ THI ẾT K Ế CÁC M ẠCH VÒNG ĐIỀU CH ỈNH Hà Nội – Năm 2014
1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 1 MỤC LỤC MỤC L ỤC 1 DANH M ỤC KÝ HI ỆU VÀ CH Ữ VI ẾT T ẮT 4 DANH M ỤC B ẢNG 5 DANH M ỤC HÌNH V Ẽ 6 MỞ ĐẦ U 11 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHIỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT 12 1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 12 1.2 Một s ố v ấn đề v ề đóng/ng ắt cho Tiristor 13 1.2.1 Quá trình m ở Tiristor 14 1.2.2 Quá trình khóa tiristor 15 1.2.3 Các yêu c ầu đố i v ới tín hi ệu điều khi ển tiristor 15 1.2.4 Mạch khu ếch đạ i xung m ở Tiristor 16 1.3 Một s ố v ấn đề v ề điều khi ển cho MOSFET, IGBT 17 1.3.1 Phân tích quá trình m ở/ khóa đố i v ới MOSFET 17 1.3.2 Phân tích quá trình m ở/ khóa đố i v ới IGBT 19 1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT 20 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘCEquation Chapter (Next) Section 1 24 2.1 Driver cho h ệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc 24 2.1.1 Kh ối đồ ng pha và t ạo điện áp t ựa 25 2.1.2 Khâu so sánh 27 2.1.3 Khâu t ạo xung 28 2.1.3.1 Khâu t ạo xung kép 28 2.1.3.2 Khâu t ạo xung chùm 29 2.1.4 Khâu khu ếch đạ i xung 30 2.1.5 Ví d ụ v ề m ạch driver cho h ệ th ống điều khi ển nhi ều kênh 30 2.1.6 Sử d ụng IC chuyên d ụng làm driver cho ch ỉnh l ưu ph ụ thu ộc 32 2.2 Thi ết k ế h ệ th ống điều khi ển vòng kín cho ch ỉnh l ưu tiristor 35 2.2.1 Mô hình hóa kh ối điều ch ế độ r ộng xung 35 2.3 Kết qu ả mô ph ỏng 38 2.3.1 Ch ỉnh l ưu c ầu m ột pha 38 2.3.2 Ch ỉnh l ưu c ầu ba pha 39 2.3.2.1 Điều khi ển vòng h ở 39 2.3.2.2 Điều khi ển vòng kín 40 2.4 Bài t ập 41 3Equation Chapter 1 Section 1 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC . 44 3.1 Ph ươ ng pháp mô hình hóa b ộ bi ến đổ i ki ểu DC/DC 44 3.1.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái 44 3.1.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt 46 3.2 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu buck 49 3.2.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái 49 3.2.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt 52 3.3 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu boost 53
2 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT 3.3.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái 53 3.3.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt 55 3.4 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu buck – boost 57 3.4.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái 57 3.4.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt 59 3.5 Mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC làm vi ệc trong ch ế độ dòng điện gián đoạn (DCM) 59 3.5.1 Mô hình trung bình 59 3.6 Ph ươ ng pháp điều khi ển tuy ến tính cho b ộ bi ến đổ i DC/DC 63 3.6.1 Nguyên lý điều khi ển điện áp (Voltage mode) 63 3.6.2 Nguyên lý điều khi ển dòng điện (Current mode) 63 3.6.2.1 Mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC điều khi ển theo nguyên lý dòng điện 64 3.6.3 Nh ắc l ại m ột s ố ki ến th ức v ề lý thuy ết điều khi ển t ự độ ng 66 3.6.4 Một s ố b ộ bù s ử d ụng trong c ấu trúc điều khi ển DC/DC converter 68 3.6.5 Tuy ến tính hóa khâu điều ch ế độ r ộng xung 73 3.7 Cấu trúc điều khi ển tuy ến tính cho b ộ bi ến đổ i ki ểu buck 74 3.7.1 Điều khi ển tr ực ti ếp 74 3.7.2 Điều khi ển gián ti ếp 80 3.7.2.1 Điều khi ển theo nguyên lý dòng điện trung bình 80 3.7.2.2 Điều khi ển theo nguyên lý dòng điện đỉ nh 83 3.8 Bộ bi ến đổ i ki ểu boost 83 3.8.1 Điều khi ển tr ực ti ếp 83 3.8.2 Điều khi ển gián ti ếp 86 3.9 Bài t ập 89 3.10 Bộ bi ến đổ i PFC 90 3.10.1 Sơ đồ m ạch l ực 90 3.10.2 Cấu trúc điều khi ển b ộ bi ến đổ i PFC 91 3.10.2.1 Thi ết k ế m ạch vòng dòng điện 91 3.10.2.2 Thi ết k ề m ạch vòng điện áp 92 3.10.3 Bài t ập 92 4Equation Chapter (Next) Section 1 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN NGH ỊCH L ƯU ĐỘC LẬP 94 4.1 Sơ đồ m ạch l ực b ộ bi ến đổ i ngh ịch l ưu độc l ập 94 4.2 Mô t ả toán h ọc nghịch l ưu áp 94 4.2.1 Mô t ả toán h ọc ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha 94 4.2.2 Mô t ả toán h ọc ngh ịch l ưu ngu ồn áp ba pha 96 4.3 Ph ươ ng pháp điều ch ế độ r ộng xung cho ngh ịch l ưu m ột pha 98 4.3.1 Ph ươ ng pháp điều ch ế hai c ực 98 4.3.2 Ph ươ ng pháp điều ch ế đơn c ực 99 4.3.3 Kết qu ả mô ph ỏng ph ươ ng pháp điều ch ế độ r ộng xung cho ngh ịch l ưu m ột pha 102 4.4 Ph ươ ng pháp điều ch ế độ r ộng xung cho ngh ịch l ưu ba pha 104 4.4.1 Ph ươ ng pháp Sin PWM 104 4.4.2 Ph ươ ng pháp điều ch ế vector không gian (SVM) 105 4.4.2.1 Khái ni ệm vector không gian 105 4.4.2.2 Ph ươ ng pháp điều ch ế vector không gian 106 4.4.3 Kết qu ả mô ph ỏng ph ươ ng pháp điều ch ế độ r ộng xung cho ngh ịch l ưu ba pha 114 4.5 Bù th ơi gian ch ết deadtime trong nghịch l ưu ngu ồn áp 116 4.6 Xây d ựng m ạch vòng dòng điện cho ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha 116
1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 3 4.6.1 Thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh dòng điện cho ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha 116 4.6.2 Ví d ụ v ề thi ết k ế m ạch vòng dòng điện cho ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha 118 4.7 Xây d ựng m ạch vòng dòng điện cho ngh ịch l ưu ngu ồn áp ba pha 118 4.7.1 Thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh dòng điện cho ngh ịch l ưu ngu ồn áp ba pha 118 4.7.1.1 Thi ết k ề b ộ điều ch ỉnh dòng điện trên h ệ t ọa độ t ĩnh αβ 119 4.7.1.2 Thi ết k ề b ộ điều ch ỉnh dòng điện trên h ệ t ọa độ quay dq 119 4.8 Bài t ập 121 5 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN S Ố CHO B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤTEquation Chapter (Next) Section 1 123 5.1 Nh ắc l ại ki ến th ức v ề điều khi ển s ố 123 5.1.1 Mô hình đối t ượng trên mi ền gián đoạn z 123 5.2 Hệ th ống điều khi ển s ố cho b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 125 5.3 Yêu c ầu v ề độ phân gi ải c ủa A/D và khâu điều ch ế độ r ộng xung 126 5.3.1 Độ phân gi ải c ủa A/D 126 5.3.2 Yêu c ầu độ phân gi ải DPWM 127 5.3.3 Đồng b ộ gi ữa th ời điểm trích m ẫu ADC và khung th ời gian điều ch ế độ rộng xung 128 5.4 Mô hình hóa khâu điều ch ế độ r ộng xung 129 5.5 Thi ết k ế m ạch vòng điều ch ỉnh s ố 130 5.5.1 Ph ươ ng pháp thi ết k ế gián ti ếp 130 5.5.1.1 Bộ bi ến đổ i ki ểu Buck 131 5.5.1.2 Ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha 132 5.5.2 Ph ươ ng pháp thi ết k ế tr ực ti ếp 133 5.5.2.1 Bộ bi ến đổ i ki ểu Buck 133 5.5.2.2 Mạch vòng điều ch ỉnh dòng điện ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha 135 5.5.2.3 Bộ điều ch ỉnh dòng điện ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha ki ểu deadbeat 136 5.6 Chu ẩn hóa b ộ điều ch ỉnh 137 TÀI LI ỆU THAM KH ẢO 140 PH Ụ L ỤC 141
4 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT DANH M ỤC KÝ HI ỆU VÀ CH Ữ VI ẾT T ẮT Các ch ữ vi ết t ắt Ch ữ vi ết t ắt Ý ngh ĩa PWM ĐCX Điều ch ế xung cho ch ỉnh lưu Tisitor Các ký hi ệu Ký hi ệu Đơ n v ị Ý ngh ĩa uo, U o V Điện áp trung bình và xác l ập đầ u ra b ộ bi ến đổ i DC/DC * V Lượng đặ t điện áp đầ u ra b ộ bi ến đổ i DC/DC uo uin , U in V Điện áp trung bình và xác l ập đầ u vào b ộ bi ến đổ i DC/DC uC, U C V Điện áp trung bình và xác l ập trên t ụ C iL, I L V Dòng điện trung bình và xác l ập ch ảy qua cu ộn c ảm L * A Lượng đặ t dòng điện qua cu ộn c ảm b ộ bi ến đổ i DC/DC iL d, D Hệ s ố điều ch ế và giá tr ị xác l ập c ủa nó iˆ A Bi ến thiên tín hi ệu nh ỏ dòng điện quanh điểm làm vi ệc xác l ập uˆ V Bi ến thiên tín hi ệu nh ỏ điện áp quanh điểm làm vi ệc xác l ập dˆ A Bi ến thiên tín hi ệu nh ỏ h ệ s ố điều ch ế quanh điểm làm vi ệc xác l ập Tx s Chu k ỳ điều ch ế T s Chu k ỳ điện áp l ưới s Toán t ử Laplace p Hệ s ố đậ p m ạch điện áp ra c ủa b ộ ch ỉnh l ưu α Rad Góc m ở Tiristor L H Giá tr ị cu ộn c ảm C F Giá tr ị t ụ điện ud V Giá tr ị trung bình điện áp đầ u ra c ủa b ộ ch ỉnh l ưu Tiristor udk V Điện áp điều khi ển b ộ ch ỉnh l ưu Tiristor
1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 5 DANH M ỤC BẢNG BBBBngng 5.1 Các ph ươ ng pháp gián đoạn 131
6 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT DANH M ỤC HÌNH V Ẽ Hình 1.1 Hệ th ống điều khi ển điện t ử công su ất tiêu bi ểu 12 Hình 1.2 So sánh t ươ ng đối v ề các ph ần t ử van bán d ẫn 13 Hình 1.3 Đặc tính von-ampe c ủa tiristor 13 Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện c ủa Tiristor trong quá trình đóng c ắt 15 Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu bi ểu m ở Tiristor, (a) dùng bi ến áp xung, (b) Dùng IC cách ly 16 Hình 1.6 Mạch điều khi ển m ở MOSFET 17 Hình 1.7 Đồ th ị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khi ển mở, (b) Quá trình điều khi ển khóa 18 Hình 1.8 Sơ đồ th ử nghi ệm đặc tính đóng/m ở IGBT 19 Hình 2.1 Cấu trúc c ủa h ệ th ống driver cho các b ộ bi ến đổi ph ụ thu ộc 24 Hình 2.2 Gi ới h ạn góc điều khiển α. 24 Hình 2.3 Điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa s ườn xu ống 26 Hình 2.4 Điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa s ườn lên 26 Hình 2.5 Điện áp t ựa d ạng cosin 27 Hình 3.1 Mô t ả bộ bi ến đổi DC/DC, a) m ạch l ực b ộ bi ến đổi DC/DC, b) Mô hình b ộ bi ến đổi DC/DC t ại điểm xác l ập, c) Mô hình trung bình b ộ bi ến đổi DC/DC 47 Hình 3.2 Mạng điện hai c ửa, a) tín hi ệu trung bình, b) M ạch điện điện t ươ ng đươ ng được tuy ến tính t ại điểm làm vi ệc cân b ằng 48 Hình 3.3 Mô hình trung bình b ộ bi ến đổi DC/DC, a)B ộ bi ến đổi Buck, b)B ộ bi ến đổi Boost 49 Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu buck ( a), S ơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu buck trong thái 1( b), S ơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu buck trong thái 2 ( c) 49 Hình 3.5 Mạch điện mô t ả bộ bi ến đổi Buck v ới tín hi ệu nh ỏ 52 Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu boost ( a), S ơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu boost trong thái 1( b), S ơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu boost trong thái 2 ( c) 53 Hình 3.7 Mạch điện mô t ả bộ bi ến đổi Boost v ới tín hi ệu nh ỏ. 56 Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu buck - boost ( a), S ơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu buck - boost trong thái 1( b), S ơ đồ mạch điện b ộ bi ến đổi ki ểu buck - boost trong thái 2 ( c) 57 Hình 3.9 Sơ đồ mạch l ực b ộ bi ến đổi Buck 60 Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện b ộ bi ến đổi Buck trong ch ế độ DCM 60 Hình 3.11 Mạch điện t ươ ng đươ ng b ộ bi ến đổi Buck (DCM) v ới tín hi ệu trung bình 62
1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 7 Hình 3.12 Mạch điện t ươ ng đươ ng b ộ bi ến đổi Buck (DCM) ở tr ạng thái xác l ập 62 Hình 3.13 Cấu trúc điều khi ển tuy ến tính cho b ộ bi ến đổi DC/DC, a) điều khi ển tr ực ti ếp (direct mode), b) điều khi ển gián ti ếp (indirect mode). 64 Hình 3.14 Minh h ọa đồ th ị Bode c ủa G( j ω) [6] 67 Hình 3.15 Đồ th ị bode c ủa b ộ bù Lead có c ấu trúc (3.94) 69 Hình 3.16 Đồ th ị bode c ủa b ộ bù có c ấu trúc (3.105) 71 Hình 3.17 Đồ th ị bode c ủa hàm b ộ bù (3.108) 72 Hình 3.18 Cấu trúc điều khi ển tr ực ti ếp b ộ bi ến đổi ki ểu buck 74 Hình 3.19 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt (3.118) 75 Hình 3.20 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt (3.118) và b ộ bù (3.94) 76 Hình 3.21 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt (3.118) và b ộ bù (3.124) 77 Hình 3.22 Cấu trúc để đánh giá ảnh h ưởng điện áp đầu vào và đầu ra b ộ biên đổi ki ểu Buck 77 Hình 3.23 Kết qu ả mô ph ỏng Buck converter s ử dụng b ộ bù (3.94) 78 Hình 3.24 Kết qu ả mô ph ỏng Buck converter s ử dụng b ộ bù (3.124) khi điện áp ngu ồn có đập m ạch v ới biên độ 1V, t ần s ố 100Hz 78 Hình 3.25 Kết qu ả mô ph ỏng Buck converter s ử dụng b ộ bù (3.124) 79 Hình 3.26 Kết qu ả mô ph ỏng Buck converter s ử dụng b ộ bù (3.124) khi điện áp ngu ồn có đập m ạch v ới biên độ 1V, t ần s ố 100Hz 79 Hình 3.27 Cấu trúc điều khi ển gián ti ếp theo nguyên lý dòng điện trung bình b ộ bi ến đổi ki ểu buck 80 Hình 3.28 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt (3.129) 81 Hình 3.29 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt (3.131) 82 Hình 3.30 Kết qu ả mô ph ỏng Buck converter theo nguyên lý điều khi ển dòng điện trung bình 82 Hình 3.31 Cấu trúc điều khi ển gián ti ếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh b ộ bi ến đổi ki ểu buck 83 Hình 3.32 Kết qu ả mô ph ỏng Buck converter theo nguyên lý điều khi ển dòng điện đỉnh` 83 Hình 3.33 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt (3.138) 84 Hình 3.34 Đồ th ị Bode c ủa hàm truy ền đạt vòng h ở (Gvd.Gc) 85 Hình 3.35 Kết qu ả mô ph ỏng b ộ Boost theo nguyên lý điều khi ển điện áp 86 Hình 3.36 Cấu trúc điều khi ển gián ti ếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh b ộ bi ến đổi ki ểu Boost 86 ( ) Hình 3.37 Đồ th ị bode c ủa hàm truy ền đạt Gui s bi ến đổi ki ểu Boost 87 ( ) Hình 3.38 Đồ th ị bode c ủa hàm truy ền đạt Gui s và b ộ bù (3.103) bi ến đổi ki ểu Boost 88
8 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT Hình 3.39 Kết qu ả mô ph ỏng b ộ bi ến đổi Boost theo nguyên lý điều khi ển dòng điện đỉnh` 88 Hình 4.1 Sơ đồ mạch l ực ngh ịch l ưu độc l ập ki ểu ngu ồn áp, a) M ột pha, b) Ba pha 94 Hình 4.2 Mô hình ngh ịch l ưu ngu ồn áp m ột pha được mô t ả bởi khóa chuy ển mạch 95 Hình 4.3 Mô hình ngh ịch l ưu ngu ồn áp ba pha được mô t ả bởi khóa chuy ển mạch 96 Hình 4.4 Gi ải pháp điều ch ế độ rộng xung cho ngh ịch l ưu m ột pha, a) Điều ch ế lưỡng c ực, b) Điều ch ế đơ n c ực 98 Hình 4.5 Dạng sóng điện áp theo ph ươ ng pháp điều ch ế hai c ực, a) Sóng mang và tín hi ệu điều khi ển, b) Điện áp đầu ra m ạch ngh ịch l ưu 99 Hình 4.6 Tr ạng thái m ạch ngh ịch l ưu theo ph ươ ng pháp điều ch ế hai c ưc 99 Hình 4.7 Dạng sóng điện áp theo ph ươ ng pháp điều ch ế đơ n c ực, a) Sóng mang và tín hi ệu điều khi ển, b) Điện áp đầu ra m ạch ngh ịch l ưu 100 Hình 4.8 Tr ạng thái m ạch ngh ịch l ưu trong ph ươ ng pháp điều ch ế đơ n c ực 100 Hình 4.9 Bi ểu đồ vector c ủa k ỹ thu ật điều ch ế vector đơ n c ực 101 Hình 4.10 Mẫu xung chu ẩn đư a ra ngh ịch l ưu m ột pha, a) n ửa chu k ỳ dươ ng, b) nưa chu k ỳ âm 102 Hình 4.11 Kết qu ả mô ph ỏng v ới ph ươ ng pháp điều ch ế lưỡng c ực 103 Hình 4.12 Kết qu ả mô ph ỏng v ới ph ươ ng pháp điều ch ế đơ n c ực 104 Hình 4.13 Gi ải pháp điều ch ế độ rộng xung cho ngh ịch l ưu ba pha 104 Hình 4.14 Qu ỹ đạo vector không gian trên m ặt ph ẳng αβ 106 Hình 4.15 Tr ạng thái m ạch ngh ịch l ưu ngu ồn áp t ươ ng ứng vector chu ẩn 108
1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 9 Hình 4.16 Vị trí vector chu ẩn trên h ệ tọa độ tĩnh αβ 109 Hình 4.17 Mối quan h ệ gi ữa các sector và điện áp t ức th ời u sa , u sb , u sc 109 Hình 4.18 Thu ật toán xác định vector điện áp đặt trong m ỗi sector 110 Hình 4.19 Vector điện áp được điều ch ế trong Sector 1 110 Hình 4.20 Tr ạng thái logic của vector chu ẩn trong Sector 1 111 Hình 4.21 Mẫu xung chu ẩn trong Sector 1 112 Hình 4.22 Các m ẫu xung chu ẩn đư a ra trong m ỗi sector 113 Hình 4.23 Qu ĩ đạo vector điện áp theo ph ươ ng pháp điều ch ế độ rộng xung cho ngh ịch l ưu ba pha ngu ồn áp 114 Hình 4.24 Kết qu ả mô ph ỏng v ới ph ươ ng pháp điều ch ế sinPWM 115 Hình 4.25 Kết qu ả mô ph ỏng v ới ph ươ ng pháp điều ch ế vector không gian 115 HHììnnHìnhHìn h 4.26 Sơ đồ mạch điện thay th ế mạch vòng dòng điện ngh ịch l ưu ngu ồn áp một pha 116 Hình 4.27 Mô t ả toán h ọc m ạch vòng điều khi ển dòng điện 116 Hình 4.28 Sơ đồ mạch điện thay th ế mạch vòng dòng điện ngh ịch l ưu ngu ồn áp ba pha 118 Hình 4.29 Bi ểu điện vector điện áp và dòng điện trên các h ệ tr ục t ọa độ 119 Hình 4.30 Cấu trúc điều khi ển dòng điện trên h ệ tọa độ tĩnh αβ 119 Hình 4.31 Cấu trúc điều khi ển dòng điện trên h ệ tọa độ quay dq 121 Hình 5.1 Hê th ống điều khi ển s ố 126 Hình 5.2 Bi ểu di ễn d ữ li ệu vào ADC 126
10 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT
1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất 11 MỞ ĐẦ U
12 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT Nh ư đã bi ết, các bộ bi ến đổi bán dẫn sử dụng các ph ần tử bán dẫn công su ất nh ư các khoá điện tử, dùng để nối tải vào ngu ồn theo nh ững quy lu ật nh ất định, trong nh ững kho ảng th ời gian nh ất định, nh ờ đó mà bi ến đổi được các thông s ố của ngu ồn điện, đáp ứng các yêu c ầu khác nhau c ủa ph ụ tải cũng nh ư các yêu c ầu về điều ch ỉnh khác nhau. Các ph ần tử công su ất đóng cắt các dòng điện, có th ể rất lớn, hàng tr ăm đến hàng nghìn A, d ưới điện áp có th ể rất cao, t ừ vài ch ục đến vài tr ăm V, tuy nhiên l ại được điều khi ển bởi nh ững dòng điện, điện áp rất nh ỏ, t ạo ra b ởi nh ững mạch điện tử công su ất nh ỏ thông th ường. Ngoài ra quy lu ật đóng cắt của các ph ần tử công su ất trong b ộ bi ến đổi cũng hoàn toàn do các mạch điện tử xử lý tín hi ệu tạo ra. G ọi là xử lý tín hi ệu vì ở đây công su ất hoàn toàn không có ý ngh ĩa gì, ch ỉ có giá tr ị, m ức tín hi ệu và hình dạng là cần thi ết mà thôi. Vì vậy, hệ th ống điều khi ển đóng vai trò hết sức quan tr ọng trong đảm bảo sự ho ạt động của các bộ bi ến đổi. 1.1 Gi ới thi ệu h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất Một h ệ th ống điều khi ển b ộ bi ến đổ i điện t ử công su ất ứng d ụng trong các l ĩnh v ực: bộ bi ến đổ i n ối l ưới, b ộ bi ến đổi làm vi ệc v ới t ải độ c l ập được ch ỉ ra trên Hình 1.1 bao g ồm: + M ạch phát xung m ở van bán d ẫn (driver). + Thực hi ện ch ức n ăng điều ch ế, phân ph ối xung. + Th ực hi ện các bộ điều ch ỉnh trong m ạch vòng kín. + M ạch đo l ường và b ảo v ệ. + H ệ th ống điều khi ển c ấp trên: Giám sát, đư a ra l ượng đặ t điều khi ển. Hình 1.1 Hệ th ống điều khi ển điện t ử công su ất tiêu bi ểu
1.2 Một s ố v ấn đề v ề đóng/ng ắt cho Tiristor 13 Các van bán đẫn được s ử d ụng chia thành 2 lo ại chính: + Van bán d ẫn ch ỉ điều khi ển được quá trình đóng mà không điều khi ển được quá trình ng ắt (Tiristor). + Van bán d ẫn điều khi ển được c ả quá trình đóng và quá trình ng ắt: MOSFET, IGBT Ph ạm vi ứng d ụng c ủa các van bán d ẫn này c ũng r ất khác nhau ph ụ thu ộc vào kh ả n ăng ch ịu điện áp và dòng điên. Hình 1.2 So sánh t ươ ng đối v ề các ph ần t ử van bán d ẫn 1.2 Một s ố v ấn đề v ề đóng/ng ắt cho Tiristor Tiristor là ph ần t ử bán d ẫn c ấu t ạo t ừ b ốn l ớp bán d ẫn p-n-p-n, tạo ra ba ti ếp giáp p-n J 1, J2, J 3. Tiristor có ba c ực : anôt A, catôt K, c ực điều khi ển G. Đặc tính vôn-ămpe c ủa m ột tiristor g ồm hai ph ần Hình 1.3 . Ph ần th ứ nh ất n ằm trong góc ph ần th ứ t ư th ứ I là đặc tính thu ận t ươ ng ứng v ới tr ường h ợp điện áp UAK >0 , ph ần th ứ hai n ằm trong góc ph ần t ư th ứ III, g ọi là đặc tính ng ược, t ươ ng ứng v ới tr ường h ợp UAK <0 . Hình 1.3 Đặc tính von-ampe c ủa tiristor Trường h ợp dòng điện vào c ực điều khi ển b ằng không (I G=0).
14 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT Khi dòng vào c ực điều khi ển c ủa tiristor b ằng 0 hay khi h ở m ạch c ực điều khi ển tiristor sẽ c ản tr ở dòng điện ứng v ới c ả hai tr ường h ợp phân c ực điện áp gi ữa anôt-catôt. Khi điện áp U AK 0, lúc đầu c ũng ch ỉ có m ột dòng điện rất nh ỏ ch ạy qua, g ọi là dòng rò. Điện tr ở t ươ ng đươ ng m ạch anôt-catôt v ẫn có giá tr ị r ất lớn. Khi đó ti ếp giáp J 1, J 3 phân c ực thu ận, J 2 phân c ực ng ược. Cho đế n khi U AK tăng đạt đến giá tr ị điện áp thu ận l ớn nh ất, U th,max , s ẽ x ảy ra hi ện t ượng điện tr ở t ươ ng đươ ng m ạch anôt-catôt đột ng ột gi ảm, dòng điện ch ạy qua tiristor s ẽ ch ỉ b ị gi ới h ạn b ởi điện tr ở m ạch ngoài. N ếu khi đó dòng qua tiristor có giá tr ị l ớn h ơn m ột m ức dòng tối thi ểu, g ọi là dòng duy trì Idt , thì khi đó tiristor s ẽ d ẫn dòng trên đường đặ c tính thu ận, gi ống nh ư đường đặ c tính thu ận ở điôt. Đoạn đặ c tính thu ận được đặ c trưng b ởi tính ch ất dòng có th ể có giá tr ị lớn nh ưng điện áp r ơi trên anôt-catôt thì nh ỏ và h ầu nh ư không ph ụ thu ộc vào giá tr ị c ủa dòng điện. Tr ường h ợp có dòng điện vào c ực điều khi ển (I G>0) Nếu có dòng điều khi ển đưa vào gi ữa c ực điều khi ển và catôt quá trình chuy ển điểm làm vi ệc trên đường đặ c tính thu ận s ẽ x ảy ra s ớm h ơn, tr ước khi điện áp thu ận đạ t đế n giá tr ị lớn nh ất, Uth.max. Điều này được mô t ả trên Hình 1.3 bằng nh ững đường nét đứ t, ứng v ới các giá tr ị dòng điều khi ển khác nhau, I G1 , I G2 , I G3 , Nói chung n ếu dòng điều khi ển l ớn hơn thì điểm chuy ển đặ c tính làm vi ệc s ẽ x ảy ra v ới U AK nh ỏ h ơn. Tình hình x ảy ra trên đường đặ c tính ng ược s ẽ không có gì khác so v ới tr ường h ợp dòng điều khi ển b ằng 0. Tiristor có đặc tính gi ống nh ư điôt, ngh ĩa là ch ỉ cho phép dòng ch ạy qua theo m ột chi ều, t ừ anôt đến catôt và c ản tr ở dòng ch ạy theo chi ều ng ược l ại. Tuy nhiên khác v ới điôt, để tiristor có th ể d ẫn dòng ngoài điều ki ện ph ải có điện áp U AK >0 còn c ần thêm m ột s ố điều ki ện khác. Do đó tiristor được coi là ph ần t ử bán d ẫn có điều khi ển để phân bi ệt v ới điôt là ph ần t ử không điều khi ển được. 1.2.1 Quá trình m ở Tiristor Khi được phân c ực thu ận, UAK>0, tiristor có th ể m ở b ằng hai cách. Th ứ nh ất, có th ể tăng điện áp anôt-catôt cho đến khi đạ t đế n giá tr ị điện áp thu ận l ớn nh ất , Uth,max. Khi đó điện tr ở t ươ ng đươ ng trong m ạch anôt-catôt s ẽ gi ảm độ t ng ột và dòng qua tiristor s ẽ hoàn toàn do m ạch ngoài xác định. Ph ươ ng pháp này trong th ực t ế không được áp d ụng do nguyên nhân m ở không mong mu ốn và không ph ải lúc nào c ũng có th ể t ăng được điện áp đến giá tr ị Uth,max. V ả l ại nh ư v ậy s ẽ x ảy ra tr ường h ợp tiristor t ự m ở ra d ưới tác d ụng của các xung điện áp t ại m ột th ời điểm ng ẫu nhiên, không định tr ước. Ph ươ ng pháp th ứ hai, ph ươ ng pháp được áp d ụng th ực t ế, là đư a m ột xung dòng điện có giá tr ị nh ất đị nh vào gi ữa c ực điều khi ển và catôt . Xung dòng điện điều khi ển s ẽ chuy ển tr ạng thái c ủa tiristor t ừ tr ở kháng cao sang tr ở kháng th ấp ở m ức điện áp anôt-catôt nh ỏ. Khi đó n ếu dòng qua anôt-catôt l ớn h ơn m ột giá tr ị nh ất đị nh, g ọi là dòng duy trì (Idt) thì tiristor s ẽ ti ếp t ục ở trong tr ạng thái m ở d ẫn dòng mà không c ần đế n s ự t ồn t ại c ủa xung dòng điều khi ển n ữa. Điều này ngh ĩa là có th ể điều khi ển m ở các tiristor b ằng các xung
1.2 Một s ố v ấn đề v ề đóng/ng ắt cho Tiristor 15 dòng có độ rộng xung nh ất đị nh, do đó công su ất c ủa m ạch điều khi ển có th ể là r ất nh ỏ, so với công su ất c ủa m ạch l ực mà tiristor là m ột ph ần t ử đóng c ắt, kh ống ch ế dòng điện. 1.2.2 Quá trình khóa tiristor Một tiristor đang d ẫn dòng s ẽ tr ở v ề tr ạng thái khóa ( điện tr ở t ươ ng đươ ng m ạch anôt- catôt t ăng cao) n ếu dòng điện gi ảm xu ống, nh ỏ h ơn giá tr ị dòng duy trì, Idt. Tuy nhiên để tiristor v ẫn ở tr ạng thái khóa, v ới tr ở kháng cao, khi điện áp anôt-catôt l ại d ươ ng (U AK > 0) cần ph ải có m ột th ời gian nh ất đị nh để các l ớp ti ếp giáp ph ục h ồi hoàn toàn tính ch ất c ản tr ở dòng điện c ủa mình. Khi tiristor d ẫn dòng theo chi ều thu ận, UAK > 0, hai l ớp ti ếp giáp J 1, J 3 phân c ực thu ận, các điện tích đi qua hai l ớp này d ễ dàng và l ấp đầ y ti ếp giáp J2 đang b ị phân c ực ng ược. Vì v ậy mà dòng điện có th ể ch ảy qua ba l ớp ti ếp giáp J 1, J 2, J 3. Để khóa tiristor l ại cần gi ảm dòng anôt-catôt v ề d ưới m ức dòng duy trì (I dt ) b ằng cách ho ặc là đổi chi ều dòng điện ho ặc áp m ột điện áp ng ược lên gi ữa anôt và catôt c ủa tiristor . Sau khi dòng v ề b ằng không ph ải đặ t m ột điện áp ng ược lên anôt-catôt (U AK < 0) trong m ột kho ảng th ời gian t ối thi ểu, g ọi là th ời gian ph ục h ồi (t rr ), ch ỉ sau đó tiristor m ới có th ể c ản tr ở dòng điện theo c ả hai chi ều. Trong th ời gian ph ục h ồi có m ột dòng điện ng ược ch ạy gi ữa catôt và anôt. Dòng điện ng ược này di t ản các điện tích ra kh ỏi ti ếp giáp J 2 và n ạp điện cho t ụ điện t ươ ng đươ ng c ủa hai ti ếp giáp J 1, J 3 được ph ục h ồi. Th ời gian ph ục h ồi ph ụ thu ộc vào l ượng điện tích c ần được di t ản ra ngoài c ấu trúc bán d ẫn c ủa tiristor và n ạp điện cho ti ếp giáp J 1, J 3 đến điện áp ng ược t ại th ời điểm đó. Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện c ủa Tiristor trong quá trình đóng c ắt 1.2.3 Các yêu c ầu đố i v ới tín hi ệu điều khi ển tiristor Quan h ệ gi ữa điện áp trên c ực điều khi ển và catôt (U GK ) v ới dòng điện đi vào c ực điều khi ển (I G) xác định các yêu c ầu đố i v ới tín hi ệu điều khi ển tiristor. V ới cùng m ột lo ại tiristor nhà s ản xu ất s ẽ cung c ấp m ột h ọ đặ c tính điều khi ển, ví d ụ nh ư ở trên Error! Reference source not found. , trên đó có th ể th ấy được các đặ c tính gi ới h ạn v ề điện áp và dòng điện nh ỏ nh ất, ứng v ới m ột nhi ệt độ môi tr ường nh ất đị nh mà tín hi ệu điều khi ển ph ải đảm b ảo để m ở được ch ắc ch ắn m ột tiristor. Dòng điều khi ển đi qua ti ếp giáp p-n gi ữa c ực
16 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT điều khi ển và catôt cũng làm phát nóng ti ếp giáp này. Vì v ậy tín hi ệu điều khi ển c ũng ph ải bị h ạn ch ế v ề công su ất. Công su ất gi ới h ạn c ủa tín hi ệu điều khi ển ph ụ thu ộc độ r ộng c ủa xung điều khi ển. N ếu tín hi ệu điều khi ển là m ột xung có độ r ộng càng ng ắn thì công su ất cho phép có th ể càng l ớn. Yêu c ầu v ề tín hi ệu điều khi ển tiristor [2]: + Đủ công su ất th ể hi ện biên độ điện áp (U GK ), dòng điện (I GK ). + Độ r ộng xung là m ột yêu c ầu quan tr ọng để đả m b ảo dòng I vượt qua giá tr ị dòng V duy trì I , để khi ng ắt xung van v ẫn gi ữ được tr ạng thái d ẫn. Th ực t ế, độ r ộng xung điều h khi ển ch ỉ c ần c ỡ 500µs là đảm b ảo m ở van v ới các d ạng t ải. + Có s ườn xung d ốc đứ ng để m ở van chính xác vào th ời điểm qui đị nh, th ường t ốc độ tăng điện áp điều khi ển ph ải đạ t 10V/µs, tốc độ t ăng dòng điều khi ển 0,1A/µs. 1.2.4 Mạch khu ếch đạ i xung m ở Tiristor Hình 1.5 Sơ đồ m ạch nguyên lý tiêu bi ểu m ở Tiristor, (a) dùng bi ến áp xung, (b) Dùng IC cách ly Sơ đồ tiêu bi ểu c ủa m ột m ạch khu ếch đạ i xung điều khi ển tiristor được cho trên Hình 1.5 . Sơ đồ Hình 1.5a được gi ải thích nh ư sau: Khóa transistor T được điều khi ển b ởi m ột xung có độ r ộng nh ất đị nh, đóng c ắt điện áp phía s ơ c ấp bi ến áp xung. Xung điều khi ển đư a đến c ực điều khi ển c ủa tiristor ở phía bên cu ộn th ứ c ấp. Nh ư v ậy m ạch l ực được cách ly hoàn toàn v ới m ạch điều khi ển b ởi bi ến áp xung. Điện tr ở R h ạn ch ế dòng qua transistor và xác định n ội tr ở c ủa ngu ồn tín hi ệu điều khi ển. Điôt D1 ng ắn m ạch cu ộn s ơ c ấp bi ến áp xung khi transistor T khóa l ại để ch ống quá áp trên T. Điôt D2 ng ăn xung âm vào c ực điều khi ển. Điôt D3 m ắc song song v ới c ực điều khi ển và có th ể song song v ới t ụ C có tác d ụng gi ảm quá áp trên ti ếp giáp G-K khi tiristor b ị phân c ực ng ược. D1 ULN2803 G1 +E T1 1 6 FR107 D2 R3 R1 FR107 1k C1 D3 1k 102_2kV R2 10 5 K1 120R_2W EI_20 Rb Vb Q1
1.3 Một s ố v ấn đề v ề điều khi ển cho MOSFET, IGBT 17 Hình 1.6 Ví d ụ m ột m ạch khu ếch đạ i xung th ực t ế m ở Tiristor Bài t ập: Tính ch ọn ph ần t ử mạch K ĐX Hình 1.5a cho m ột Tiristor v ới yêu c ầu: I G = 0,2A; U GK = 5V; độ r ộng xung là 100µs. 1.3 Một s ố v ấn đề v ề điều khi ển cho MOSFET, IGBT 1.3.1 Phân tích quá trình m ở/ khóa đố i v ới MOSFET Gi ả s ử ta xét quá trình m ở MOSFET, làm vi ệc v ới t ải tr ở c ảm, có điôt không. Đây là ch ế độ làm vi ệc tiêu bi ểu c ủa các khóa bán d ẫn. S ơ đồ và đồ th ị d ạng dòng điện, điện áp của quá trình m ở MOSFET được th ể hi ện trên Hình 1.7 . T ải c ảm trong s ơ đồ th ể hi ện b ằng ngu ồn dòng n ối song song ng ược v ới điôt d ưới điện áp m ột chi ều V DD . MOSFET được điều khi ển b ởi đầ u ra c ủa vi m ạch DRIVER d ưới ngu ồn nuôi V CC , n ối ti ếp qua điện tr ở RGext . C ực điều khi ển có điện tr ở n ội R Gin . Khi có xung d ươ ng ở đầ u vào c ủa DRIVER ở đầu ra c ủa nó s ẽ có xung v ới biên độ V P đư a đến tr ở R Gext . Hình 1.7 Mạch điều khi ển m ở MOSFET Nh ư v ậy U GS sẽ t ăng v ới h ằng s ố th ời gian xác đị nh b ởi T 1 = (R dr + R Gext + R Gin ).(C GS + CGDl ), trong đó t ụ C GD đang ở m ức th ấp C GDl do điện áp U DS đang ở m ức cao. Theo đồ th ị, trong kho ảng th ời gian t ừ 0 đế n t 1, t ụ (C GS + C DSl ) được n ạp theo quy lu ật hàm m ũ t ới giá tr ị ng ưỡng U GS(th) . Trong kho ảng này c ả điện áp U DS lẫn dòng ID đều ch ưa thay đổi. t d(on) = t 1 gọi là th ời gian tr ễ khi m ở. B ắt đầ u t ừ th ời điểm t 1 khi U GS đã v ượt qua giá tr ị ng ưỡng, dòng c ực máng ID bắt đầu t ăng, tuy nhiên điện áp U DS vẫn gi ữ nguyên ở giá tr ị điện áp ngu ồn V DD . Trong kho ảng t1 đến t 2 dòng I D tăng tuy ến tính r ất nhanh, đạ t đế n giá tr ị dòng t ải. T ừ t 2 tr ở đi, khi U GS đạt đế n m ức, g ọi là m ức Miller, điện áp U DS bắt đầ u gi ảm r ất nhanh. Trong kho ảng t ừ t 2 đến t 4 điện áp U GS bị g ăm ở m ức Miller, do đó dòng I G cũng có giá tr ị không đổi. Kho ảng này g ọi là kho ảng Miller. Trong kho ảng th ời gian này dòng điều khi ển là dòng phóng cho t ụ C GD để gi ảm nhanh điện áp gi ữa c ực máng và c ực g ốc U DS . Sau th ời điểm t 4 VGS lại t ăng ti ếp t ục v ới h ằng s ố th ời gian T 2 = (R dr + R Gext + R Gin ).(C GS + C GDh ) vì lúc này t ụ C GD đã tăng đến giá tr ị cao C GDh . V GS sẽ t ăng đế n giá tr ị cu ối cùng, xác định giá tr ị th ấp nh ất c ủa điện áp gi ữa c ực g ốc và c ực máng, V DS = I DS .R DS(on) .
18 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT Trên đồ th ị Hình 1.8a, A1 đặc tr ưng cho điện tích n ạp cho t ụ (C GS + C GD ) trong kho ảng t1 đến t2, A2 đặc tr ưng cho điện tích n ạp cho t ụ C GD trong kho ảng t 2 đến t 4. Nếu coi điôt không D không ph ải là lý t ưởng thì quá trình ph ục h ồi c ủa điôt s ẽ ảnh hưởng đế n d ạng sóng c ủa s ơ đồ nh ư được ch ỉ ra trong Hình 1.8a, theo đó dòng I D có đỉnh nhô cao ở th ời điểm t 2 tươ ng ứng v ới dòng ng ược c ủa quá trình ph ục h ồi điôt D. Dạng sóng c ủa quá trình khóa th ể hi ện trên Hình 1.8b. Khi đầu ra c ủa vi m ạch điều khi ển DRIVER xu ống đế n m ức không V GS bắt đầ u gi ảm theo hàm m ũ v ới h ằng s ố th ời gian T 2 = (R dr + R Gext + R Gin ).(C GS + C GDh ) t ừ 0 đế n t 1, tuy nhiên sau th ời điểm t 3 thì h ằng số th ời gian l ại là T 1 = (R dr + R Gext + R Gin ).(C GS + C GDl ). T ừ 0 đế n t 1 là thời gian tr ễ khi khóa t d(off) , dòng điều khi ển phóng điện cho t ụ C GS và t ụ C GD . Sau th ời điểm t 1 điện áp V SD bắt đầ u t ăng t ừ I D.R DS(on) đến giá tr ị cu ối cùng t ại t 3, trong khi đó dòng I D vẫn gi ữ nguyên mức c ũ. Kho ảng th ời gian t ừ t 2 đến t 3 tươ ng ứng v ới m ức Miller, dòng điều khi ển và điện áp trên c ực điều khi ển gi ữ nguyên giá tr ị không đổ i. Sau th ời điểm t 3 dòng I D bắt đầ u gi ảm về đế n không ở th ời điểm t 4. T ừ t 4 MOSFET b ị khóa h ẳn. Hình 1.8 Đồ th ị d ạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khi ển mở, (b) Quá trình điều khi ển khóa Khi d ẫn MOSFET th ể hi ện b ởi tham s ố R DS(on) (điện tr ở DS khi d ẫn).
1.3 Một s ố v ấn đề v ề điều khi ển cho MOSFET, IGBT 19 1.3.2 Phân tích quá trình m ở/ khóa đố i v ới IGBT Ta s ẽ kh ảo sát quá trình m ở và khóa m ột IGBT theo s ơ đồ th ử nghi ệm cho trên hình 1.30. Trên s ơ đồ IGBT đóng c ắt một t ải c ảm có điôt không D0 m ắc song song. IGBT được điều khi ển b ởi ngu ồn tín hi ệu v ới biên độ V G, n ối v ới c ực điều khi ển G qua điện tr ở R G. Trên s ơ đồ C gc , C ge th ể hi ện các t ụ ký sinh gi ũa c ực điều khi ển và collector, emitter. Hình 1.9 Sơ đồ th ử nghi ệm đặ c tính đóng/m ở IGBT Quá trình m ở IGBT di ến ra r ất gi ống v ới quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều khi ển đầ u vào t ăng t ừ không đế n giá tr ị V G. Trong th ời gian tr ễ khi m ở t d(on) tín hi ều điều khi ển n ạp điện cho t ụ C ge làm điện áp gi ữa cực điều khi ển và emitter t ăng theo quy lu ật hàm m ũ, t ừ không đế n giá tr ị ng ưỡng V GE(th) (kho ảng 3 – 5V), ch ỉ b ắt đầ u t ừ đó MOSFET trong c ấu trúc c ủa IGBT m ới b ắt đầ u m ở ra. Dòng điện gi ữa collector-emitter t ăng theo quy lu ật tuy ến tính t ừ không đế n dòng t ải I 0 trong th ời gian t r. Trong th ời gian t r điện áp gữa c ực điều khi ển và emitter t ăng đến giá tr ị V GE,Io , xác định giá tr ị dòng I 0 qua collector. Do điôt D0 còn đang d ẫn dòng t ải I 0 nên điện áp V CE vẫn b ị g ăm lên m ức điện áp ngu ồn một chi ều V dc . Ti ếp theo quá trình m ở di ễn ra theo hai giai đoạn, t fv1 và t fv2 . Trong su ốt hai giai đoạn này điện áp gi ữa c ực điều khi ển gi ữ nguyên ở m ức V GE,Io (m ức Miller), để duy trì dòng I 0, do dòng điều khi ển hoàn toàn là dòng phóng c ủa t ụ C gc . IGBT v ẫn làm vi ệc trong ch ế độ tuy ến tính. Trong giai đoạn đầ u di ễn ra quá trình khóa và ph ục h ồi c ủa điôt D0. Dòng ph ục h ồi c ủa điôt D0 t ạo nên xung dòng trên m ức dòng I 0 của IGBT. Điện áp V CE bắt đầ u gi ảm. IGBT chuy ển điểm làm vi ệc qua vùng ch ế độ tuy ến tính để sang vùng bão hòa. Giai đoạn hai ti ếp di ễn quá trình gi ảm điện tr ở trong vùng thu ần tr ở c ủa collector, d ẫn đến điện tr ở gi ữa collector-emitter v ề đế n giá tr ị R on khi khóa bão hòa hoàn toàn, V CE,on = I0Ron . Sau th ời gian m ở t on , khi t ụ C gc đã phóng điện xong điện áp gi ữa c ực điều khi ển và emitter ti ếp t ục t ăng theo quy lu ật hàm m ũ, v ới h ằng s ố th ời gian b ằng Cge RG, đến giá tr ị cu ối cùng V G. Tổn hao n ăng l ượng khi m ở được tính g ần đúng b ằng V I Q= dc 0 t (3.1) on2 on Nếu tính thêm ảnh h ưởng c ủa quá trình ph ục h ồi c ủa điôt D0 thì t ổn hao n ăng l ượng s ẽ lớn h ơn do xung dòng trên dòng collector. Dạng điện áp, dòng điện c ủa quá trình khóa th ể hi ện trên hình 1.32. Quá trình khóa b ắt đầu khi điện áp điều khi ển gi ảm t ừ V G xu ống –VG. Trong th ời gian th ời gian tr ễ khi khóa td(off) , ch ỉ có t ụ đầ u vào C ge phóng điện qua dòng điều khi ển đầ u vào v ới h ằng s ố th ời gian
20 1 GI ỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT bằng C ge RG, t ới m ức điện áp Miller. B ắt đầ u t ừ m ức Miller điện áp gi ữa c ực điều khi ển và emitter b ị gi ữ không đổ i do điện áp V ce bắt đầ u t ăng lên và do đó t ụ C gc bắt đầ u được n ạp điện. Dòng điều khi ển bây gi ờ s ẽ hoàn toàn là dòng n ạp cho t ụ C gc nên điện áp V GE được gi ữ không đổ i. Điện áp V ce tăng t ừ giá tr ị bão hòa V ce,on tới giá tr ị điện áp ngu ồn V dc sau kho ảng th ời gian t rV . T ừ cu ối kho ảng t rV điôt D0 b ắt đầ u m ở ra cho dòng t ải I 0 ng ắn m ạch qua, do đó dòng collector b ắt đầ u gi ảm. Quá trình gi ảm dòng di ễn ra theo hai giai đoạn, t fi1 và t fi2 . Trong giai đoạn đầ u, thành ph ần dòng i1 c ủa MOSFET trong c ấu trúc bán d ẫn IGBT suy gi ảm nhanh chóng v ề không. Điện áp V ge ra kh ỏi m ức Miller và gi ảm v ề m ức điện áp điều khi ển ở đầ u vào –VG với h ằng s ố th ời gian R G(C ge + C gc ). Ở cu ối kho ảng tfi1 , V ge đạt m ức ng ưỡng khóa c ủa MOSFET, V GE(th) , t ươ ng ứng v ới vi ệc MOSFET b ị khóa hoàn toàn. Trong giai đoạn hai, thành ph ần dòng i2 c ủa transistor p-n-p bắt đầ u suy gi ảm. Quá trình gi ảm dòng này có th ể kéo r ất dài vì các điện tích trong lớp n- ch ỉ b ị m ất đi do quá trình t ự trung hòa điện tích t ại ch ỗ. Đó là v ấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở trên. Tổn hao n ăng l ượng trong quá trình khóa có th ể tính g ần đúng b ằng: V I Q = dc 0 t (3.2) off 2 off Lớp n- trong c ấu trúc bán d ẫn c ủa IGBT giúp gi ảm điện áp r ơi khi d ẫn vì khi đó s ố lượng các điện tích thi ểu s ố (các l ỗ) tích t ụ trong l ớp này làm gi ảm điện tr ở đáng k ể. Tuy nhiên các điện tích tích t ụ này l ại không có cách gì di t ản ra ngoài m ột cách ch ủ độ ng được, làm t ăng th ời gian khóa c ủa ph ần t ử. Ở đây công ngh ệ ch ế t ạo b ắt bu ộc ph ải th ỏa hi ệp. So v ới MOSFET, IGBT có th ời gian m ở tươ ng đươ ng nh ưng th ời gian khóa thì dài hơn. Khi d ẫn IGBT d ẫn dùng tham s ố U CE(sat) tươ ng t ự nh ư ở transitor. C ũng có hãng ch ế t ạo đư a ra điện áp trên IGBT khi d ẫn bão hòa, bao g ồm c ả hai thành ph ần c ấu t ạo transitor và MOS trong bóng IGBT là: = + UCEsat() U CEpn ()− RI CEon () c (3.3) Điện áp UCE( sat ) của IGBT th ường nh ỏ h ơn MOSFET, và đây c ũng là ưu điểm IGBT so với MOSFET. Tóm l ại: Đối v ới MOSFET, xung điều khiern m ở U GS-on = 6÷10V, xung khóa th ường ch ỉ yêu c ầu U GS-off =0V. Đối v ới IGBT, xung m ở U GE-on =15V, xung khóa ph ải có giá tr ị âm UGE-off =-5V. 1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT IGBT và MOSFET là các ph ần t ử bán d ẫn v ới các tính n ăng ưu vi ệt nh ư kh ả n ăng đóng cắt nhanh, công su ất điều khi ển c ực nh ỏ, là nh ững ph ần t ử s ẽ thay th ế các tranzito công su ất thông th ường. Điều khi ển khoá, m ở các ph ần t ử này có nh ững yêu c ầu đặc bi ệt. Nh ững khó kh ăn trong điều khi ển IGBT và MOSFET ch ủ y ếu là t ạo được các xung điều khi ển v ới s ườn xung d ựng đứng, th ời gian t ạo s ườn xung ch ỉ c ỡ 0,1µS ho ặc nh ỏ h ơn. Các tụ điện ký sinh gi ữa c ực điều khi ển G v ới c ực g ốc S (ho ặc E ở IGBT), gi ữa c ực G v ới c ực máng D (hoặc collect ơ C), c ản tr ở t ốc độ thay đổi c ủa tín hi ệu điều khi ển. Đã có nhi ều vi mạch chuyên d ụng, ph ục v ụ cho khâu t ạo xung điều khi ển cu ối cùng này, gọi là các driver.
1.3 Một s ố v ấn đề v ề điều khi ển cho MOSFET, IGBT 21 Hình 1.10 Sơ đồ m ạch nguyên lý s ử d ụng driver cho MOSFET, IGBT Tính ch ọn điện tr ở ở c ực điều khi ển R G, thông th ường được tính theo công th ức sau: V+ − V =GE GE − RG R g (3.4) IGP 2 Công su ất tiêu tán l ớn nh ất trên điện tr ở R G là: IGP R G Trong đó: R g là n ội tr ở c ủa c ực điều khi ển. Về nguyên t ắc các driver cho MOSFET và IGBT là gi ống nhau vì các ph ần t ử này có cấu trúc bán d ẫn được điều khi ển gi ống nhau. Tuy nhiên trong khi MOSFET có th ể điều khi ển khóa l ại d ễ dàng nh ờ đư a tín hi ệu điều khi ển gi ữa G và S v ề m ức 0V thì ở IGBT th ời gian khóa b ị kéo dài h ơn do c ấu trúc bán d ẫn gi ống nh ư tranzito th ường. Ngoài ra vi ệc khóa IGBT không th ể ch ủ động nh ư ở MOSFET, khi quá t ải IGBT có th ể ra kh ỏi ch ế độ bão hòa, tổn hao công su ất trên ph ần t ử có th ể t ăng v ọt, phá h ỏng ph ần t ử. Chính vì v ậy driver cho IGBT th ường là các m ạch lai (hybrid), trong đó kết h ợp m ột driver gi ống nh ư ở MOSFET v ới các m ạch b ảo v ệ ch ống quá t ải khác. (a) (b) Hình 1.11 Sơ đồ m ạch nguyên lý s ử d ụng driver HCPL 3120, (a) S ử d ụng ngu ồn đơn c ực c ấp cho driver, (b) S ử d ụng ngu ồn l ưỡng c ực c ấp cho driver []
22 1 GIỚI THI ỆU H Ệ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I ĐIỆN T Ử CÔNG SU ẤT Ngoài ra, driver cho IGBT có tích h ợp quá t ải b ằng cách theo dõi điện áp gi ữa collect ơ và emit ơ trong th ời gian có tín hiệu m ở, n ếu điện áp này l ớn h ơn 5 đến 7V m ạch s ẽ t ự động phát tín hi ệu quá t ải và th ực hi ện khóa IGBT l ại v ới th ời gian khóa được kéo dài ra g ấp 10 lần (t ới 10 µS). Như vậy IGBT s ẽ khóa l ại qua vùng tuy ến tính, dòng t ải không b ị ng ắt đột ng ột, tránh được xung quá điện áp đánh th ủng van. Ch ức n ăng b ảo vệ này gọi là desaturation, ngh ĩa là khoá qua vùng không bão hoà. Hình 1.12 Sơ đồ m ạch nguyên lý s ử d ụng driver HCPL 316J Khi s ử d ụng m ạch driver tích h ợp c ần ph ải gi ải quy ết m ột s ố v ấn đề sau: + Thi ết k ế m ạch ngu ồn cách ly cho m ỗi driver. + Mặc dù là ph ần t ử điều khi ển b ằng điện áp nh ưng các t ụ ký sinh yêu c ầu dòng phóng, nạp khi thay đổ i m ức điện áp, và dòng điện này ph ải do m ạch driver đảm b ảo. Do đó đối với van IGBT công su ất l ớn thì bên c ạnh vi ệc s ử driver truy ền thống c ần ph ải có thêm t ầng khu ếch đạ i dòng điện đầ u ra tr ước khi đưa vào c ực điều khi ển c ủa IGBT. Hình 1.13 Sơ đồ m ạch nguyên lý s ử d ụng driver HCPL 316J và b ộ khu ếch đạ i dòng điện thêm.
1.3 Một s ố v ấn đề v ề điều khi ển cho MOSFET, IGBT 23 Hình 1.14 Ví d ụ s ơ đồ s ử d ụng driver HCPL316J m ở IGBT công su ất l ớn
24 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC Các bộ bi ến đổi ph ụ thu ộc là lớp các bộ bi ến đổi trong đó các van chuy ển mạch dưới tác dụng của điện áp lưới, bao g ồm các bộ ch ỉnh lưu, các bộ bi ến đổi xung áp xoay chi ều và bi ến tần tr ực ti ếp. Nguyên lý xây d ựng hệ th ống điều khi ển cho các bộ bi ến đổi này là gi ống nhau. 2.1 Driver cho hệ th ống điều khi ển các bộ bi ến đổi ph ụ thu ộc Sơ đồ cấu trúc của hệ th ống driver điều khi ển cho các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc theo nguyên t ắc điều khi ển d ọc ch ỉ trên Hình 2.1 . Trong các bộ bi ến đổi ph ụ thu ộc các tiristo được điều khi ển mở bởi các xung t ại các th ời điểm, ch ậm pha so v ới điểm chuy ển mạch tự nhiên m ột góc α, gọi là góc điều khi ển. Điểm chuy ển mạch tự nhiên có th ể là các điểm điện áp ngu ồn qua không (ch ỉnh l ưu m ột pha) ho ặc các điểm điện áp ngu ồn cắt nhau (chinh l ưu ba pha). Vì vậy khâu đầu tiên trong h ệ th ống điều khi ển là khâu đồng pha, khâu đồng pha có nhi ệm vụ tạo ra h ệ th ống điện áp tựa, đồng bộ với điện áp lưới, ngh ĩa là cho phép xác định giá tr ị đầu của góc điều khi ển α. Hình 2.1 Cấu trúc c ủa h ệ thống driver cho các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc Đối v ới các ch ỉnh l ưu có điều khi ển th ường yêu c ầu góc điều khi ển α thay đổi trong toàn b ộ d ải 0÷180º. Tuy v ậy do các ch ế độ làm vi ệc h ạn ch ế s ự thay đổ i góc điều khi ển, s ơ đồ ph ải có kh ả n ăng áp đặ t ph ạm vi điều chỉnh c ủa góc α trong ph ạm vi cho phép, αmin ÷αmax , không ph ụ thu ộc s ự thay đổ i c ủa điện áp l ưới. Điều này minh ho ạ trên Hình 2.2 . θ α α α min max 180 Hình 2.2 Gi ới h ạn góc điều khi ển α.
2.1 Driver cho h ệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc 25 Khâu t ạo xung và khuy ếch đại xung s ẽ tạo ra xung có đủ biên độ, độ rộng để đư a đến các tiristo trong m ạch lực. Xung truy ền đến cực điều khi ển của tiristo qua các mạch cách ly dùng bi ến áp xung ho ặc các ph ần tử photocoupler. 2.1.1 Kh ối đồ ng pha và t ạo điện áp t ựa Kh ối đồ ng pha có ch ức n ăng đả m b ảo quan h ệ v ề góc pha c ố đị nh v ới điện áp c ủa m ạch lực nh ằm xác đị nh điểm g ốc để tính góc điều khi ển α và hình thành điện áp có d ạng phù hợp làm xung nh ịp cho ho ạt độ ng c ủa khâu t ạo điện áp t ựa phía sau nó. Th ực t ế khâu này có quan h ệ ảnh h ưởng qua l ại ch ặt ch ẽ v ới khâu t ạo điện áp t ựa, nên trong m ột s ố tr ường h ợp đơn gi ản, hai ch ức n ăng trên được g ộm trong m ột m ạch duy nh ất, mà thông th ường m ạch đồ ng pha là luôn ch ức n ăng đồ ng b ộ. Để th ực hi ện ch ức n ăng đồ ng b ộ thông th ường ng ười ta s ử d ụng máy bi ến áp (tùy thu ộc vào lo ại ch ỉnh l ưu m ột pha hay ba pha s ẽ có khâu đồ ng b ộ là máy bi ến áp m ột pha hay ba pha) ho ặc các ph ần t ử cách ly quang. Một điều c ần chú ý là khi s ử d ụng MBA đồ ng b ộ cho ch ỉnh l ưu 3 pha là: cách đấu các cu ộn dây s ơ c ấp ảnh h ưởng rõ r ệt t ới pham v ị điều ch ỉnh góc αmin ÷αmax , vì van không m ở ngay được khi điện áp l ưới b ắt đầ u d ươ ng mà ch ậm h ơn th ời điểm này 30 0 (th ời điểm chuy ển m ạch t ự nhiên). Với cách đấ u máy bi ến áp ∆/Y ta s ẽ có ph ạm vi điều ch ỉnh 0 0 α=0 ÷180 , và điện áp đồ ng b ộ udpA lấy theo t ỷ l ệ điện áp dây uAC , do đó điểm qua 0 c ủa điện áp này vào đúng giao điểm c ắt nhau c ủa hai điện áp pha A và C, mà điểm này t ươ ng 0 đươ ng v ới góc α=0 của van l ực pha A (ngh ĩa là s ử d ụng điện áp dây uAC là điện áp đồ ng pha cho V1, trong s ơ đồ ch ỉnh l ưu hình tia ho ặc hình c ầu ba pha). Khi MBA đấu Y/Y, điện áp đồ ng pha s ẽ là điện áp pha A c ủa l ưới, do đó điểm qua 0 của điện áp này s ớm pha h ơn 30 0 so v ới điểm t ươ ng ứng góc α=0 0. Nh ư v ậy ph ạm vi điều ch ỉnh góc m ở α=0 0÷150 0 Hình 2.3 Bi ến áp đồ ng pha cho ch ỉnh l ưu ba pha (a) Đấu ∆/Y, (a) Đấu Y/Y
26 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC Điện áp điều khi ển được bi ến đổi thành góc điều khi ển α tại khâu so sánh nh ờ so sánh với điện áp tựa. Có hai d ạng điện áp t ựa là d ạng hình cosin và d ạng r ăng c ưa (s ườn xu ống ho ặc s ườn lên). a. Điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa sườn xu ống ( ) α Điện áp t ựa r ăng c ưa ur t sẽ mô t ả theo (2.1), góc mở được xác đị nh là giao điểm ( ) = ( ) gi ữa điện áp udk t ut r . U u() t= U − c, m θ r c, m π (2.1) u  →α = π − dk 1  Uc, m  θ α π π+ α 2π Hình 2.4 Điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa sườn xu ống b. Điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa s ườn lên (2.2). U u() t = c, m θ r π (2.2) u →α = π dk Uc, m θ α π π+ α 2π Hình 2.5 Điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa s ườn lên Nh ận xét: Trong m ạch điều khi ển ch ỉnh l ưu dùng d ạng r ăng c ưa đi lên s ẽ cho quan h ệ gi ữa điện áp r ăng c ưa và góc điều khi ển α tỉ l ệ thu ận (ngh ĩa là điện áp điều khi ển l ớn thì góc m ở α lớn). M ặt khác ta c ũng bi ết r ằng quan h ệ gi ữa góc điều khi ển α và điện áp đầ u = (α ) α ra ch ỉnh l ưu nh ận được lại tuân theo qui lu ật t ỉ l ệ ngh ịch Ud U do cos (ngh ĩa là tăng thì U d gi ảm). Nh ư v ậy t ươ ng ứng v ới vi ệc t ăng điện áp điều khi ển s ẽ d ẫn đế n gi ảm điện áp ch ỉnh l ưu, điều này nhi ều khi không thu ận l ợi cho h ệ th ống điều khi ển vòng kín. Để quan hệ này thu ận, ta có th ể s ử d ụng d ạng r ăng c ưa s ườn xu ống. c. Với điện áp tựa hình côsin nh ư trên Hình 2.6 , góc α được xác đị nh b ằng: U  α = arccos dk  (2.3) Uc, m 
2.1 Driver cho h ệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc 27 θ α π 2π Hình 2.6 Điện áp t ựa d ạng cosin Trong s ơ đồ ch ỉnh lưu điện áp ph ụ thu ộc góc điều khi ển theo quy lu ật = (α ) Udα U d 0 cos , do đó với điện áp tựa dạng côsin thì điện áp ch ỉnh lưu s ẽ ph ụ thu ộc tuy ến tính vào udk . Đây là một ưu điểm của dạng điện áp tựa này. Tuy nhiên điện áp tựa côsin th ường được tạo ra tr ực ti ếp từ máy bi ến áp đồng pha nên d ễ bị ảnh hưởng của nhi ễu và sự thay đổi của điện áp lưới. Trong th ực tế ng ười ta dùng ch ủ yếu là dạng điện áp tựa răng c ưa. Chú ý: Trong nhi ều m ạch điều khi ển ch ỉnh l ưu, điện áp t ựa được t ạo ra trong c ả hai n ửa chu k ỳ b ằng m ột m ạch duy nh ất. Lúc này khâu so sánh s ẽ xác đị nh góc điều khi ển cho c ả hai van thu ộc cùng m ột pha c ủa m ạch l ực (m ột van n ằm ở chu k ỳ d ươ ng, m ột van n ằm ở chu k ỳ âm c ủa điện áp xoay chi ều m ạch l ực). Do đó, c ần thi ết b ổ sung thêm m ột ph ần g ọi là m ạch tách xung để đả m b ảo van c ủa m ạch l ực ch ỉ nh ận tín hi ệu điều khi ển khi điện áp anot-katot là d ươ ng ( uAK > 0). 2.1.2 Khâu so sánh Khâu này có ch ức n ăng so sánh điện áp điều khi ển v ới điện áp t ựa (d ạng r ăng c ưa ho ặc dạng cosin) để đị nh góc m ở α . Khâu so sánh có th ể th ực hi ện b ằng các ph ần t ử nh ư transitor ho ặc khu ếch đạ i thu ật toán (hay được dùng h ơn c ả). Có các IC chuyên d ụng dùng cho vi ệc so sánh các tín hi ệu nh ưng nguyên lý làm vi ệc được gi ải thích nh ờ khuy ếch đại thu ật toán. M ạch so sánh sử dụng tính ch ất có hệ số khuy ếch đại hở mạch vô cùng lớn của OP. Hình 2.7 Mạch so sánh. (a) M ột cổng; (b) Hai c ổng. Mạch so sánh một cổng, s ơ đồ Hình 2.7a, dùng để so sánh hai tín hi ệu khác dấu. Do dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có:
28 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC − R2 R 1 U( ) = U + U (2.4) i RR12+1 RR 12 + 2 ()−> () + = Nếu Ui U i 0 V , đầu ra OP v ề lý tưởng sẽ lớn bằng âm vô cùng. Tuy nhiên tín hi ệu đầu ra s ẽ bị hạn ch ế bởi điện áp ngu ồn nuôi và điện áp rơi trên tranzito khuy ếch đại đầu ra, nên th ực ch ất điện áp ra có giá tr ị bão hoà, nh ỏ hơn ngu ồn nuôi 1,5 ÷2 V. Trong tr ường hợp này đầu ra bão hoà ở mức +1,5 V - Un. ()− U 2 thì Uo = +1,5 V - Un. Nếu U1 < U 2 thì Uo = -1,5 V + U n. Một IC điển hình th ực hi ện ch ức n ăng so sánh là LM339, trong đó có ch ứa 4 ph ần t ử khu ếch đạ i thu ật toán. 2.1.3 Khâu t ạo xung Sau khâu so sánh ta đã nh ận được xung có s ườn d ốc đứ ng, nh ưng độ r ộng xung l ớn và th ường ph ụ thu ộc vào góc điều khi ển. Xung đơ n có th ể được t ạo ra t ừ m ột s ố IC nh ư: Timer 555, ho ặc m ột s ố IC chuyên dung nh ư CD4528. (B ổ sung thêm hình v ẽ) Một điều c ần chú ý trong ch ỉnh l ưu c ầu ba pha Hình 2.8 , t ại m ột th ời điểm b ất k ỳ, dòng ph ải ch ảy qua ít nh ất là hai van, m ột thu ộc nhóm catôt chung, m ột thu ộc nhóm anôt chung. Nếu điều khi ển các tiristo b ằng các xung ng ắn thì s ơ đồ s ẽ không kh ởi độ ng được ho ặc không làm vi ệc được trong ch ế độ dòng gián đoạn. Trong th ực t ế v ấn đề ngày được gi ải quy ết b ằng m ột trong hai cách sau đây. Hình 2.8 Ch ỉnh l ưu c ầu ba pha s ử d ụng tiristor 2.1.3.1 Khâu t ạo xung kép Theo cách này m ỗi tiristo khi nh ận được tín hi ệu điều khi ển m ở thì xung điều khi ển đó cũng được l ặp l ại ở tiristo đã vào làm vi ệc ngay tr ước đó (xung điều khi ển c ủa van V 2 được sử d ụng là xung ph ụ cho van V 1, để đả m khép kín được dòng điện). Nh ư v ậy m ỗi tiristo s ẽ nh ận được hai xung điều khi ển, m ỗi xung cách nhau 60 °, nh ư được minh ho ạ trên đồ th ị Hình 2.9 .
2.1 Driver cho h ệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc 29 Hình 2.9 Bi ểu đồ phát xung kép cho ch ỉnh l ưu c ầu ba pha Để th ực hi ện được các m ẫu xung theo Hình 2.9 , tr ước tiên ta t ạo được các xung chính (th ực ch ất là các xung đơ n), sau đó ti ến hành ghép xung đơ n thành các xung kép s ử d ụng các phép toán logic nh ư sau: TX 1 OR T1 TX 2 OR T1 TX 3 OR T4 TX 4 OR T4 TX 5 OR T5 TX 6 OR T6 Hình 2.10 Sử d ụng m ạch logic đẻ xây d ựng bi ểu đồ phát xung kép cho ch ỉnh l ưu c ầu ba pha 2.1.3.2 Khâu t ạo xung chùm Dạng xung chùm là d ạng thông d ụng nh ất vì cho phép m ở t ốt van l ực trong m ọi tr ường hợp, v ới m ọi d ạng t ải và nhi ều s ơ đồ ch ỉnh l ưu khác nhau. Xung chùm th ực ch ất là m ột chùm các xung có t ần s ố cao g ấp nhi ều l ần t ần s ố l ưới ( fx = 6÷12kHz). Độ r ộng xung c ủa một chùm xung có th ể được h ạn ch ế trong kho ảng (100÷130) độ điện, v ề nguyên t ắc nó ph ải k ết thúc khi điện áp trên van l ực mà nó điều khi ển đố i d ấu sang âm. Hình 2.11 Bi ểu đồ phát xung chùm cho ch ỉnh l ưu c ầu ba pha
30 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC uss utựa ≥ uss So sánh α π θ uđk udđ uxc AND KĐX π-α Tạo uxc θ xung chùm udđ θ Hình 2.12 Khâu t ạo xung chùm có độ r ộng b ằng π-α Cần chú ý m ạch t ạo xung chùm s ẽ không có độ r ộng xung c ố đị nh trong toàn d ải α , vì ch ỉ c ần đả m b ảo nguyên t ắc ng ắt xung khi điện áp trên van l ực đổ i sang âm, có ngh ĩa là: (π− α) > θ θ + N ếu xc thì độ r ộng xung chù b ằng xc . (π− α) < θ (π− α ) + N ếu xc thì độ r ộng xung chù b ằng . Một s ố s ơ đồ c ụ th ể v ề h ệ th ống điều khi ển ch ỉnh l ưu tia ba pha và c ấu ba pha được gi ới thi ệu trong trang 163 (tia ba pha), 165 (xung kép cho cầu ba pha) và 170 (xung chùm cầu ba pha) của tài li ệu [2]. 2.1.4 Khâu khu ếch đạ i xung (Xem m ục 1.2.4) 2.1.5 Ví d ụ v ề m ạch driver cho h ệ th ống điều khi ển nhi ều kênh Sơ đồ một mạch điều khi ển ch ỉnh lưu c ầu ba pha cho trên Hình 2.13 . H ệ th ống gồm ba kênh, m ỗi kênh ch ịu trách nhi ệm điều khi ển hai tiristo trên m ột pha c ủa sơ đồ cầu. D ạng xung điện áp tại các điểm trên s ơ đồ cho trên Hình 2.14 . Điện áp đồng pha l ấy từ th ứ cấp máy bi ến áp đồng pha, qua m ạch lọc RC đư a đến đầu vào của OP U1A. U1A làm vi ệc nh ư một khâu so sánh nên đầu ra s ẽ cho ra điện áp dạng xung ch ữ nh ật đối xứng.Điện áp dạng xung ch ữ nh ật đư a đến mạch vi phân g ồm C2, R5, tạo nên d ạng xung nh ọn với biên độ bằng hai l ần xung ch ữ nh ật. Xung vi phân đư a đến khâu t ạo xung U1B. Đầu vào (-) c ủa U1B đặt dưới điện áp âm do phân áp R6, R7 và –Un tạo nên. Khi điện áp tại điểm C b ằng 0V, các điôt D1, D2 s ẽ thông làm đầu vào (-) c ủa U1B âm h ơn đầu vào (+), do đó đầu ra U1B s ẽ bão hoà ở mức +U n. Khi xung nh ọn ở điểm C có giá tr ị dươ ng, D2 khoá, D1 thông làm đầu vào (-) d ươ ng h ơn đầu vào (+), đầu ra U1B lật xu ống mức bão hoà –Un. Khi điểm C có xung nh ọn âm, D1 b ị khoá, D2 thông d ẫn đến đầu vào (+) s ẽ bị âm h ơn so v ới đầu vào (-), k ết qu ả là đầu ra c ũng bị lật xu ống mức bão hoà –Un. Nh ư vậy đầu ra c ủa U1B t ại điểm D có dạng xung ch ữ nh ật với ph ần âm r ất hẹp. Đây là điện áp đồng bộ cho khâu t ạo xung r ăng c ưa xây d ựng từ U1C. M ạch tạo răng c ưa làm vi ệc theo nguyên lý đã mô tả ở ph ần 7.2.8. Khâu so sánh trên U1D so sánh điện áp điều khi ển Uđk với điện áp răng c ưa, xác định góc điều khi ển α. Tín hi ệu điều khi ển từ đầu ra c ủa U1D, được cắt bỏ ph ần âm nh ờ điện tr ở hạn ch ế và điôt D5, tín hi ệu tại điểm F đư a đến mạch chia xung dùng JK trig ơ D2A t ạo nên xung có độ rộng 180º cho m ỗi nửa chu k ỳ. Đầu ra Q và Q của trig ơ kết hợp với tín hi ệu tại F qua mạch lôgic AND t ạo nên xung điều khi ển có độ rộng π− α , qua m ạch AND th ứ hai tín hi ệu này tr ộn với xung trùm từ mạch NAND Smith D3A tr ở thành tín hi ệu đã được băm ra
2.1 Driver cho h ệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc 31 tần số cao. Khâu khu ếch đại xung cu ối cùng dùng tranzito và bi ến áp xung đư a tín hi ệu đến cực điều khi ển G và catôt K c ủa tiristo DZ R6 R7 -Un R9 R10 C3 E R1 A R2 C2 D1 +U R13 C R4 n D3R11 R15 F R3 D2 R14 A C1 B D R12 D4 U1A R5 R8 U1B Uđk U1D U1C Uđk R16 SET +24V +24V J Q G4 G1 K CLR Q K4 K1 C4 D3A D1A D2A R19 D2C R22 G R17 H R20 D2B R18 D2D R21 Ux B G6 G3 K6 K3 Uđk Ux C G2 G5 Uđk K2 K5 Ux Hình 2.13 Hệ th ống điều khi ển Tiristor nhi ều kênh Sơ đồ trên đây là một mạch điều khi ển ch ất lượng cao. B ằng cách b ố trí bi ến áp đồng pha h ợp lý, có th ể dùng để điều khi ển ch ỉnh lưu c ầu ba pha, b ộ bi ến đổi xung áp ba pha. Mạch ch ỉnh lưu c ầu một pha s ẽ ch ỉ cần một kênh c ủa sơ đồ là đủ nếu mạch khuy ếch đại xung cu ối cùng bổ sung thêm hai cu ộn th ứ cấp cho bi ến áp xung.
32 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC θ θ θ θ θ α 180 360 θ θ Q θ θ θ θ θ Hình 2.14 Dạng tín hi ệu t ại các điểm trên s ơ đồ h ệ th ống điều khi ển 2.1.6 Sử d ụng IC chuyên d ụng làm driver cho ch ỉnh l ưu ph ụ thu ộc Hệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổi ph ụ thu ộc (ch ỉnh l ưu, bi ến đổi xung áp xoay chi ều) có th ể được xây d ựng r ất thu ận ti ện n ếu s ử d ụng vi m ạch chuyên d ụng TCA785 c ủa
2.1 Driver cho h ệ th ống điều khi ển các b ộ bi ến đổ i ph ụ thu ộc 33 Simens. S ơ đồ c ấu trúc c ủa TCA785 và ký hi ệu chân ra được cho trên hình 7.25. Có th ể th ấy r ằng TCA785 tích h ợp các khâu đồng b ộ, t ạo điện áp t ựa d ạng r ăng c ưa, khâu so sánh và c ả vi ệc t ạo ra d ạng xung điều khi ển v ới độ r ộng thích h ợp, s ẵn sàng đư a ra để điều khi ển các thyristor trong m ạch l ực. 1. GND chân n ối đất, 2. Q2 đầu ra 2 đảo, 3. QU đầu ra U, 4. Q1 đầu ra 1 đảo 5. VSYNC đầu vào đồng bộ, 6. Inhibit đầu vào c ấm, 7. QZ đầu ra Z, 8. VSTOP =V REF điện áp chu ẩn, xác định biên độ của r ăng c ưa. 9. R9 điện tr ở mạch t ạo răng c ưa, 10. C10 tụ điện m ạch t ạo răng c ưa, 11. V11 điện áp điều khi ển, 12. C12 tụ tạo độ rộng xung, 13. Tín hi ệu t ạo điều khi ển b ằng xung r ộng, 14. Q1 đầu ra 1, 15. Q2 đầu ra 2, Hình 2.15 Sơ đồ c ấu trúc c ủa TCA785. 16. VS ngu ồn cung c ấp Nguyên lý ho ạt động c ủa TCA785 được th ể hi ện qua đồ th ị d ạng xung trên các chân nh ư được minh h ọa trên hình 7.26. Điện áp đồng b ộ được đư a t ới chân s ố 5 qua m ột điện tr ở có giá tr ị l ớn đư a đến khâu xác định điểm điện áp ngu ồn qua không (Zero Detector), đầu ra c ủa nó đư a tín hi ệu đến thanh ghi đồng b ộ (Synchron. Register) để xác định các n ửa chu k ỳ c ủa điện áp l ưới. Thanh ghi đồng b ộ c ũng điều khi ển m ạch n ạp t ụ C 10 bằng dòng không đổi, xác định b ởi điện tr ở R 9, t ạo ra r ăng c ưa ở m ỗi n ửa chu k ỳ c ủa điện áp đồng b ộ. Điện áp điều khi ển đư a vào ở chân 11, V 11 , so sánh v ới r ăng c ưa t ại khâu so sánh (Control Comparator), th ời điểm hai giá tr ị này b ằng nhau xác định góc điều khi ển α được đư a đến khâu Logic để s ử lý t ạo độ r ộng xung. Góc α thay đổi được t ừ 0 ° đến 180 ° tùy thu ộc giá tr ị c ủa V 11 so v ới biên độ của r ăng c ưa, v ề giá tr ị b ằng VS-2V.
34 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC V 0 SYNC V10 V11 0 0V V15 Q2 V14 Q1 V15 Q2 (nếu chân 12 nối xuống GND V14 Q1 (nếu chân 12 nối xuống GND V 2 Q1 Nếu chân 12 nối xuống GND V4 Q2 (Nếu chân 12 nối xuống GND ) V3 V7 α 0 180 Hình 2.16 th ị dạng xung c ủa TCA785. Với m ỗi n ửa chu k ỳ, t ại góc điều khi ển α, xu ất hi ện hai xung có độ r ộng kho ảng 30 µS tại hai đầu ra Q1 và Q2. Độ r ộng này có th ể làm r ộng ra t ới 180 ° bằng t ụ C 12 . N ếu chân 12 nối đất xung điều khi ển s ẽ kéo dài t ừ α đến 180 °. Tín hi ệu U ở chân 3 có độ r ộng α + 180 ° có th ể được dùng vào các m ục đích khác. T ươ ng t ự nh ư vậy là tín hi ệu Z ở chân 7 có giá tr ị b ằng NOR gi ữa Q1 và Q2. Dùng chân 13 có th ể nh ận được tín hi ều điều khi ển ki ểu xung r ộng (180 °-α). Tín hi ệu c ấm ở chân 6 s ẽ xóa b ỏ tín hi ệu ra Q1, Q2 và Q1,Q2 .
2.2 Thi ết k ế h ệ th ống điều khi ển vòng kín cho ch ỉnh l ưu tiristor 35 2.2 Thi ết k ế h ệ th ống điều khi ển vòng kín cho ch ỉnh l ưu tiristor id i* u α d ( ) dk GPI s id id Ld i* u d ( ) dk ( ) = GPI s GDCX s ud K r u dk Rd i d E Hình 2.17 Hệ th ống điều khi ển vòng kín cho ch ỉnh l ưu Tiristor (a) S ơ đồ kh ối, (b) m ạch điện tươ ng đươ ng 2.2.1 Mô hình hóa kh ối điều ch ế độ r ộng xung Theo [11], điện áp trung bình c ủa đầ u ra ch ỉnh l ưu Tiristor lo ại p xung: π  = m p ()α ud U 2 sin  cos (2.5) π p  Trong đó: p độ đậ p m ạch điện áp ch ỉnh l ưu đầu ra ( p = 2 cho ch ỉnh l ưu m ột pha, p = 6 cho ch ỉnh l ưu ba pha). m U2 giá tr ị định c ủa điện áp dây đặt vào m ạch ch ỉnh l ưu. Từ (2.1), m ối quan h ệ gi ữa góc m ở α của Tiristor v ới điện áp điều khi ển theo (2.6), khi điện áp t ựa có d ạng s ườn r ăng c ưa đi xu ống. u  α= π − dk 1  (2.6) Uc, m  Từ (2.5), (2.6) ta có m ối quan h ệ gi ữa điện áp đầ u ra Tiristor và điện áp điều khi ển Tiristor là: ∂u pπ   u  K=d = − U m sin sin π dk  (2.7) r ∂ 2   udk U cm, p   U cm ,  Hệ s ố Kr thay đổi ph ụ thu ộc vào điện áp điều khi ển udk và được xác đị nh cho t ừng điểm làm vi ệc c ụ th ể. M ặc dù v ậy, v ới mục đích thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh (h ệ th ống ch ỉnh l ưu ph ải
36 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC ho ạt độ ng ổn đị nh trong toàn d ải điều ch ỉnh), ta s ẽ s ử d ụng giá tr ị l ớn nh ất c ủa Kr được định ngh ĩa là Kr, m được xác đị nh nh ư sau: π  = m p Kr, m U 2 sin   (2.8) Uc, m  p  Đối v ới điện áp t ựa r ăng c ưa có d ạng s ườn lên, ta c ũng thu được h ệ s ố Kr, m theo (2.8). Mối quan h ệ gi ữa điện áp đầ u ra và điện áp điều khi ển được th ể hi ện: T  u() s −s  K Gs() =d = Ke 2p  ≈ r , m (2.9) DCXu() s r, m T  dk 1+ s   2 p  Trong đó: T là chu k ỳ điện áp l ưới. Từ m ạch điện t ươ ng ta có m ối quan h ệ gi ữa dòng điện và điện áp đầ u ra ch ỉnh l ưu: i( s ) 1 G() s =d = (2.10) i ()()−() + usd Es R d1 Ts d L = d Trong đó: H ằng s ố th ời gian Td . Rd Sử d ụng b ộ điều ch ỉnh PI có c ấu trúc theo: 1+ sT K 1  () =z =+=i + GsPI K p K p 1  (2.11) sTp s sT i  ( ) Điểm không (zero) c ủa b ộ điều ch ỉnh GPI s được l ựa ch ọn b ằng điểm c ực c ủa đố i ( ) tượng Gi s ngh ĩa là: L = = d Tz T d (2.12) Rd E * Kr, m id 1+ sT u u 1 id z dk T  d sT 1+ s   R()1+ sT p 2 p  d d Hình 2.18 Mạch vòng điều khi ển dòng điện của h ệ ch ỉnh l ưu Tiristor Hàm truy ền kín c ủa m ạch vòng dòng điện khi có s ự tham gia b ộ điều ch ỉnh PI được vi ết lại nh ư sau (coi thành ph ần s ức điện độ ng E là nhi ễu và s ẽ được tri ệt tiêu nh ờ vào thành ph ần tích phân c ủa b ộ điều ch ỉnh dòng điên): i() s 2pK / ( R T T ) G() s =d = rm, dpd (2.13) k i* () s 2 p  d s2 +  s + 2 pK / () RTT T  rm, dpd Đây là d ạng hàm truy ền chu ẩn b ậc hai có d ạng: ω 2 G() s = n (2.14) c2 2+ζω + ω 2 s2 n s n
2.2 Thi ết k ế h ệ th ống điều khi ển vòng kín cho ch ỉnh l ưu tiristor 37 Từ (2.13), (2.14) hệ s ố b ộ điều ch ỉnh PI được xác đị nh theo (2.15): ω 2 = 2pK / ( R T T )  n rm, dpd  p (2.15) ζω =  n T 1 Thông th ường l ựa ch ọn ζ = ≈ 0,71 , t ừ (2.15) ta có: 2 K T = r, m Tp (2.16) pR d Từ (2.13) hàm truy ền kín m ạch vòng dòng điện khi có b ộ điều ch ỉnh tham gia vào: i( s ) 1 G() s =d = (2.17) k * () 2 id s T   T 2 s2 +  s + 1 2 p   p Trong h ệ th ống điều khi ển n ối c ấp (cascade) thì hàm truy ền kín c ủa m ạch vòng dòng điện s ẽ được x ấp x ỉ theo (2.18) để thu ận l ợi cho t ổng h ợp các m ạch vòng điều ch ỉnh phía ngoài cùng. i( s ) 1 G() s =d ≈ (2.18) k i* () s T  d   s +1 p  Sau khi xác định được tham s ố cho b ộ điều ch ỉnh dòng điện, c ần ph ải đánh giá ảnh hưởng nhi ễu do ngu ồn s ức điện E tác độ ng lên m ạch vòng dòng điện v ới các tham s ố b ộ điều ch ỉnh đã được xác đị nh. E 1 id ()+ Rd1 sT d ud Kr, m udk 1+ sT   z + T 1 s   sT p 2 p  Hình 2.19 Đánh giá tác động ngu ồn s ức điện độ ng E lên m ạch vòng dòng điện Từ ta tìm được hàm truy ền đạ t gi ữa ngu ồn s ức điện động và dòng điện đầ u ra theo (2.19). T   s  s +1  i() s 2 p   G() s =d = − (2.19) d ()   E s * ()= T    id s 0 ()+ + + Rd1 sTs d   s 1  1  2 p    ( ) = Lấy gi ới h ạn limsGd s 0 , ngh ĩa là thay đổi c ủa ngu ồn s ức điện đông E không ảnh s→0 hưởng đế n dòng điện đầ u ra, v ới các tham s ố Tz, T p được ch ọn theo (2.12) và (2.16). Chú ý: Hoàn toàn t ổng h ợp tham s ố b ộ điều ch ỉnh PI theo tiêu chu ẩn t ối ưu modul, chi ti ết xem thêm trong trang 300, tài li ệu [5] .
38 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC 2.3 Kết qu ả mô ph ỏng 2.3.1 Ch ỉnh l ưu c ầu m ột pha Tham s ố mô ph ỏng: Điện áp ngu ồn 220V/50Hz ; T ải tr ở c ảm R=100 Ω, L=20mH . i + - Id k k + v U_a Th1&Th2 Th1&Th2 Thyristor1 Thyristor3 - g a g a Va1 1 Th1&Th2 iA & iB 2 U_dk Th3&Th4 Th3&Th4 i 1 + - Udk a iB1 2 DRIVER + v b - Vd a Vd 220V/50Hz 2 Va Th3&Th4 Scope 1-phase Source b k k Thyristor4 Thyristo2 g a g a TIRISTOR 1PHA a. S ơ đồ mô ph ỏng b. S ơ đồ mạch l ực 350 4 300 3 250 2 200 1 150 0 iA(A) Ud(V) 100 -1 50 -2 0 -3 -50 -4 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 t(s) t(s) c. Điện áp đầu ra ch ỉnh l ưu d. Dòng điện pha đầ u vào chinh l ưu 10 10 9 9 8 8 7 7 6 6 5 5 4 4 3 3 2 2 1 1 0 0 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 e Dạng sóng điều khi ển Tiristor1&2 f. Dạng sóng điều khi ển Tiristor3&4 Hình 2.20 Sơ đồ mô ph ỏng ch ỉnh l ưu cầu Tiristor ba pha
2.3 Kết qu ả mô ph ỏng 39 2.3.2 Ch ỉnh l ưu c ầu ba pha 2.3.2.1 Điều khi ển vòng h ở Tham s ố mô ph ỏng: Điện áp ngu ồn 380V/50Hz ; T ải tr ở c ảm R=100 Ω, L=20mH ; Điều khi ển theo ph ươ ng pháp xung kép v ới độ r ộng xung 20e-5s. i + - Th1 T1 Id U_ac Th2 T2 k k k U_bc Thyristor1 Thyristor3 Thyristo5 Th3 T3 g a g a g a 1 3 5 Th4 T4 T1 T3 T5 U_ba Th5 T5 Mux i iA & iB 1 + - 0.6 U_dk a Th6 T6 iB1 Udk DRIVER i a 2 + - + v b iB12 - b Vd Synchronization Voltages c 3 Vd + v -1 - TIRISTOR c 3PHA Vab Gain1 + Scope v - Vbc + v -1 - Vca Gain k k k Thyristor4 Thyristo6 Thyristor2 Va Vb Vc g a g a g a 380V/50Hz 3-phase Source 4 6 2 T4 T6 T2 a. S ơ đồ mô ph ỏng b. S ơ đồ mạch l ực 600 6 500 4 400 2 300 0 Ud(V) 200 iA&iB(V) -2 100 -4 0 -100 -6 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 t(s) t(s) c. Điện áp đầ u ra ch ỉnh l ưu d. Dòng điện pha đầ u vào chinh l ưu 10 10 9 9 8 8 7 7 6 6 5 5 4 4 3 3 2 2 1 1 0 0 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 e Dạng sóng điều khi ển Tiristor1 f. Dạng sóng điều khi ển Tiristor4 Hình 2.21 Sơ đồ mô ph ỏng ch ỉnh l ưu cầu Tiristor ba pha
40 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC 2.3.2.2 Điều khi ển vòng kín Tham s ố mô ph ỏng: Điện áp ngu ồn 380V/50Hz ; T ải s ức ph ản điện độ ng R=100 Ω, L=20mH, E= 100V ; Điều khi ển theo ph ươ ng pháp xung kép v ới độ r ộng xung 20e-5s; Lượng đặ t dòng điện thay đổ i t ừ 2÷5(A) t ại th ời điểm 0,04s. Hệ s ố Kr, m được xác đị nh nh ư sau: π  π =m p =6   = Kr, m U 2 sin  3802  sin  161,22 (2.20) Uc, m  p  10   6 Chu k ỳ điện áp l ưới T= 20 ms và h ệ s ố đậ p m ạch điện áp c ủa ch ỉnh l ưu c ầu ba pha p = 6 . Từ (2.12), (2.16) ta tính tham s ố b ộ điều khi ển PI:  L =d = − Tz 2 e 4  R  d (2.21) K T T =r, m = 0,0054  p  pR d 8 900 800 6 700 4 600 2 500 0 Ud(V) 400 iA&iB(A) -2 300 -4 200 100 -6 0 -8 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 t(s) t(s) c. Điện áp đầ u ra ch ỉnh l ưu d. Dòng điện pha đầ u vào chinh l ưu 10 8 Id 9 7 6 8 Id* 5 7 4 6 Udk(V) 3 Id&Id*(A) 5 2 4 1 3 0 2 -1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 t(s) t(s) e Điện áp điều khi ển f. Dòng điện th ực và dòng điện đặ t Hình 2.22 Sơ đồ mô ph ỏng ch ỉnh l ưu cầu Tiristor ba pha
2.4 Bài t ập 41 2.4 Bài t ập Bài t ập 1 : Thi ết k ế h ệ truy ền độ ng động cơ m ột chi ều có tham s ố ch ỉ ra trong B ảng 1, sử d ụng ch ỉnh l ưu c ầu ba pha điều khi ển hoàn toàn s ử d ụng Tiristor. Bảng 1.1 Tham s ố độ ng c ơ m ột chi ều 200Hp kích t ừ độ c l ập Điện tr ở ph ần ứng Ra = 0.0597 Ω Điện c ảm ph ần ứng La =0.0009H Điện tr ở ph ần kích t ừ Rf = 150Ω Điện c ảm ph ần kích t ừ Lf = 112,5H Điện c ảm h ỗ c ảm Laf = 2,621 Moment quán tính J = 5kgm 2 Điện áp kích t ừ Uf = 150V Tốc độ đị nh m ức 1750 vòng/phút Điện c ảm n ối ti ếp m ạch ph ần ứng Lu =15e-3H động c ơ • Tính ch ọn m ạch l ực. • Điều khi ển vòng h ở, s ử dung hai ph ươ ng pháp phát xung sau đây để điều khi ển m ạch lực c ầu ba pha Tiristor. o Điều khi ển theo ph ươ ng pháp xung kép ( độ r ộng xung là 20e-5s). o Điều khi ển theo ph ươ ng pháp xung chum (T ần s ố xung chùm f x = 10kHz). o Yêu c ầu: Thu th ập d ữ li ệu v ề điện áp ph ần ứng, dòng điện ph ần ứng và tốc độ quay độ ng c ơ bằng ph ần m ềm Matlab. • Tổng h ợp m ạch vòng dòng điện, t ốc độ đả m b ảo t ốc độ độ ng c ơ bám theo t ốc độ đặ t ω* (Rad/ s ) 120 100 0 3 6 t( s ) Hình 2.23 Lượng đặ t t ốc độ cho h ệ truy ền độ ng m ột chi ều o Yêu c ầu: Thu th ập d ữ li ệu v ề điện áp ph ần ứng, dòng điện ph ần ứng và dòng điện ph ần ứng đặ t ( đầ u ra b ộ điều ch ỉnh t ốc độ ), t ốc độ quay c ủa độ ng c ơ và t ốc độ đặt ph ần m ềm Matlab. • Tài li ệu tham kh ảo. o Bài gi ảng điều khi ển điện t ử công su ất. o Ph ạm Qu ốc H ải, Hướng d ẫn thi ết k ế Điện t ử Công su ất, Nhà xu ất b ản khoa h ọc k ỹ thu ật. o Nguy ễn Phùng Quang, Matlab/Simulink dành cho kỹ s ư điều khi ển t ự động , Trang 323÷324 và trang 300÷324, Nhà xu ất b ản khoa h ọc và k ỹ thu ật. o File dc3_example.mdl trong Matlab 2010.
42 2 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN CÁC B Ộ BI ẾN ĐỔ I PH Ụ THU ỘC Bài t ập 2 : Thi ết k ế b ộ ngu ồn dòng dùng ch ỉnh lưu Tiristor, là đầu vào c ủa thi ết b ị bi ến đổ i cho lò nấu thép trung t ần Hình 2.24 . Mô t ả: Lò n ấu thép trung t ần được s ử d ụng r ộng rãi t ại Vi ệt Nam, v ới d ải công su ất nh ỏ từ 100 đế n 750kW, công su ất l ớn c ỡ 1 đế n 10MW. B ộ bi ến đổ i th ường dùng c ấu trúc ch ỉnh lưu Tiristor c ầu 3 pha, cùng v ới cu ộn kháng m ột chi ều, t ạo nên ngu ồn dòng, ngh ịch l ưu công h ưởng ngu ồn dòng song song, t ần s ố t ừ 500Hz đế n 2400Hz (t ần s ố th ấp ứng d ải công su ất cao) Hình 2.24 Sơ đồ m ạch l ực ngh ịch l ưu c ộng h ưởng ngu ồn dòng Sơ đồ thay th ế t ươ ng đươ ng b ộ ch ỉnh l ưu c ầu ba pha t ạo ngu ồn ch ỉ ra nh ư , trong đó ngu ồn s ức điện độ ng e( t ) th ể hi ện ảnh h ưởng c ủa điện áp trên t ải tác độ ng ng ược l ại b ộ ch ỉnh l ưu ngu ồn dòng. T ần s ố ngu ồn s ức điện độ ng e( t ) bàng 2 l ần t ần s ố điện áp ra (ch ỉnh l ưu c ầu Tiristor m ột pha). 380V ,50 Hz * i u Modulator α Ld d ( ) dk GPI s e( t ) id (a) * Ld id u + G( s ) dk u= K u PI - d r dk E id (b) Hình 2.25 Sơ đồ thay th ế ch ỉnh l ưu c ầu ba pha t ạo ngu ồn dòng • Yêu c ầu: o Tính ch ọn tham s ố m ạch l ực c ủa ch ỉnh l ưu c ầu ba pha t ạo ngu ồn dòng cho ngh ịch l ưu c ộng h ưởng, v ới t ải là cu ộn dây lò điện c ảm ứng v ới các tham s ố sau: Công su ất t ải P t = 300kW, Điện áp đị nh m ức trên cu ộn dây: Ut = 800VAC và t ần s ố làm vi ệc là 1kHz, h ệ s ố công su ất t ải cos φ = 0,4 .
2.4 Bài t ập 43 o Tổng h ợp tham số b ộ điều khi ển dòng điện d ựa vào s ơ đồ thay th ế Hình 2.25. o Mô ph ỏng ki ểm ch ứng b ằng Ph ần m ềm Matlab. • Tài li ệu tham kh ảo. o Bài gi ảng điều khi ển điện t ử công su ất. o Ph ạm Qu ốc H ải, Hướng d ẫn thi ết k ế Điện t ử Công su ất, Nhà xu ất b ản khoa h ọc k ỹ thu ật. o Tr ần Tr ọng Minh, Giáo trình điện t ử công su ất, Ch ươ ng 9, Nhà xu ất b ản giáo d ục.
44 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC Bộ bi ến đổ i DC/DC đa d ạng v ề c ấu trúc b ộ bi ến đổ i, và được phân lo ại theo ch ức n ăng: bộ bi ến đổ i DC/DC gi ảm áp (buck converter), b ộ bi ến đổ i DC/DC t ăng áp (boost converter), b ộ bi ến đổ i DC/DC t ăng-gi ảm áp (buck-boost converter). 3.1 Ph ươ ng pháp mô hình hóa b ộ bi ến đổ i ki ểu DC/DC Quá trình thi ết k ế m ột h ệ th ống điều khi ển th ường được th ực hi ện theo các b ước sau: xây d ựng mô hình toán h ọc c ủa đố i t ượng điều khi ển, phân tích h ệ th ống và tìm ra b ộ điều khi ển thích h ợp, và cu ối cùng là mô ph ỏng và th ử nghi ệm. Trong đó, vi ệc mô hình hóa là cầu n ối gi ữa đố i t ượng v ật lý (b ộ bi ến đổ i DC/DC) và lý thuy ết điều khi ển (ph ươ ng pháp thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh). Tính chính xác và đặc điểm c ủa mô hình toán học tìm được là m ột yếu t ố quy ết đị nh đế n ch ất l ượng h ệ th ống, và định h ướng cho công vi ệc thi ết k ế các b ộ điều ch ỉnh sau này. 3.1.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái Gi ả thi ết b ộ bi ến đổ i DC/DC làm vi ệc trong ch ế độ dòng điện liên t ục (CCM). Giá tr ị trung bình c ủa điện áp và dòng điện trong m ỗi chu k ỳ phát xung khóa bán d ẫn S được ch ỉ ra theo (3.1). + 1 t T s xt() = ∫ xd()τ τ (3.1) Ts t Trong đó x(τ ) là giá tr ị t ức th ời. Mối quan h ệ gi ữa điện áp và dòng điện trung bình qua ph ần t ử th ụ độ ng L, C được ch ỉ ra nh ư sau:  di( t ) LL = u() t  dt L  () (3.2)  duC t C= i() t  dt C Nội dung ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái được th ực hi ện t ổng quát theo các b ước d ưới đây. Bước 1 : S ử d ụng các đị nh lu ật Kirhoff vi ết ph ươ ng trình m ạch điện b ộ bi ến đổ i DC/DC trong tr ạng thái 1 dưới d ạng chu ẩn hóa dx  =A x + B u  dt 1 1 (3.3)  y=C1 x + D 1 u Bước 2: S ử d ụng các đị nh lu ật Kirhoff vi ết ph ươ ng trình m ạch điện b ộ bi ến đổ i DC/DC trong tr ạng thái 2 dưới d ạng chu ẩn hóa
3.1 Ph ươ ng pháp mô hình hóa b ộ bi ến đổ i ki ểu DC/DC 45 dx  =A x+ B u  dt 2 2 (3.4)  y=C2 x+ D 2 u Theo [7], Mô hình trung bình mô t ả m ột b ộ bi ến đổ i DC/DC với s ự tham gia c ủa h ệ s ố điều ch ế d được vi ết nh ư sau: dx ()()−  −   =dA1 +1 d A 2  x+ d B 1 +1 du B 2   dt (3.5)  ()()−  −  yd=C1 +1 d C 2  x+ d D 1 +1 du D 2  Hay (3.5) được vi ết l ại d ưới d ạng t ổng quát: dx  =Ax+B u  dt (3.6) y=Cx+ D u Trong đó:  =() −  Ad A1+ 1 d A 2    ()−  B= dB1 + 1 d B 2   (3.7) ()−  C=d C1 + 1 d C 2   =() −  Dd D1+ 1 d D 2  Điểm cân b ằng c ủa mô hình (3.5) được mô t ả theo được xác đị nh b ằng cách cho đạ o hàm b ằng không và các đại l ượng ở tr ạng thái xác l ập ta có: 0=A X+B U ss ss (3.8)  + Y=Css X D ss U Do mô hình (3.6) là phi tuy ến, th ể hi ện qua phép nhân gi ữa h ệ s ố điều ch ế d và bi ến tr ạng thái x , nên mu ốn thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh theo ph ươ ng pháp tuy ến tính c ần thi ết ph ải tìm được mô hình khác phù h ợp h ơn để mô t ả mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC d ưới giác độ quan h ệ hàm truy ền đạ t. Theo [7], mô hình tín hi ệu nh ỏ là gi ải pháp để th ực hi ện ý t ưởng trên và ph ục v ụ cho công vi ệc thi ết k ế b ộ điều khi ển tuy ến tính sau này. Mô hình tín hi ệu nh ỏ c ủa b ộ bi ến đổ i DC/DC được viết l ại nh ư sau. dxˆ +()() − +−  ˆ  =Ass x+ˆ B ss u ˆ  AAXBBU12 12  d  dt (3.9)  + +()() − +−  ˆ yˆ=Css x ˆ D ss u ˆ  CCXDDU12 12  d Trong đó:  =() −  Ass D A1+ 1 D A 2    ()−  B=ss DB1 +1 D B 2   (3.10) ()−  Css =D C1 + 1 D C 2   =() −  Dss D D1+ 1 D D 2  Mối quan h ệ gi ữa giá tr ị trung bình, giá tr ị xác l ập và tín hi ệu nh ỏ được ch ỉ ra:
46 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC x= X + xˆ  u= U + u ˆ  = + (3.11) y Y yˆ  d= D + d ˆ Các giá tr ị trong (3.11) ph ải th ỏa mãn điều ki ện:  X≫ xˆ   U≫ u ˆ  (3.12)  Y≫ yˆ  ≫ ˆ D d Trong th ực t ế, khi thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh ta c ần thi ết bi ết được m ối quan h ệ gi ữa hàm truy ền đạ t trên mi ền toán t ử Laplace. Do đó, t ừ (3.9) tính ra m ối quan h ệ gi ữa hàm truy ền đạt trên mi ền toán t ử Laplace nh ư sau: + Hàm truy ền đạ t gi ữa đầ u ra và h ệ s ố điều ch ế (khi cho uˆ = 0 ). yˆ () s − =()()()()() −1  −+−  +−+−  CIAsss ss  AAXBB12 12 U  CCXDD 12 12 U  dˆ () s uˆ() s =0 (3.13) + Hàm truy ền đạ t gi ữa đầ u ra và đầu vào (khi cho dˆ = 0 ). yˆ () s − =C()s IA −1 B + D (3.14) uˆ () s ss ss ss ss dˆ() s =0 + Hàm truy ền đạ t gi ữa bi ến tr ạng thái và h ệ s ố đề u ch ế (khi cho uˆ = 0 ). xˆ ()s − =−()()()1  − +−  sIAss  AAXBB12 12 U  (3.15) dˆ () s uˆ() s =0 + Hàm truy ền đạ t gi ữa bi ến tr ạng thái và đầu vào (khi cho dˆ = 0 ). xˆ ()s −1 =()sI − A B (3.16) uˆ () s ss ss dˆ() s =0 3.1.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái trên đây có ưu điểm là có c ơ s ở toán h ọc rõ ràng. Các b ước tính toán ch ỉ d ựa trên các phép bi ến đổ i ma tr ận và có th ể t ự độ ng hóa bằng m ột s ố công c ụ h ữu hi ệu nh ư Matlab, Mathcad, Tuy nhiên vi ệc s ử d ụng công c ụ toán học thu ần túy làm tách r ời ý ngh ĩa v ật lý, d ẫn đế n nh ững khó kh ăn khi gi ải thích các đặc tính thu được và ti ến hành hi ệu ch ỉnh trong quá trình thi ết k ế. Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt (switching network averaging) v ới xu ất phát ban đầu t ừ trung bình hóa ph ần t ử đóng c ắt (switch averaging) là cách làm t ừ đầ u khi mu ốn mô hình hóa các m ạch điện t ử công su ất. Ngày nay ph ươ ng pháp này l ại gây được s ự quan tâm vì mô hình thu được g ần v ới mô hình v ật lý, có th ể mô t ả c ả các ph ần t ử gây t ổn th ất nh ư điện tr ở khi d ẫn dòng c ủa van, s ụt áp trên van, m ột s ố m ạch điện ký sinh (ví d ụ
3.1 Ph ươ ng pháp mô hình hóa b ộ bi ến đổ i ki ểu DC/DC 47 nh ư mô hình t ụ điện ở t ần s ố cao là m ột m ạch RLC). Ph ươ ng pháp c ũng có th ể được dùng cho các s ơ đồ c ộng h ưởng, cho s ơ đồ m ột pha, ba pha, các lo ại b ộ bi ến đổ i DC-DC, DC- AC, AC-DC. Trung bình hóa ph ần t ử hay m ạng đóng c ắt đề u dùng thay th ế m ột ph ần c ủa mạch điện b ằng m ột m ạng hai c ửa v ới các bi ến là điện áp, dòng điện ở c ửa vào và c ửa ra Tùy theo điện áp hay dòng điện có th ể coi là bi ến độ c l ập (ví d ụ điện áp ngu ồn vào, đầu vào điều khi ển, điện áp ra trên t ải), các bi ến này được mô t ả b ởi ngu ồn áp hay ngu ồn dòng độc l ập. Hai bi ến còn l ại s ẽ tr ở thành các ngu ồn dòng hay ngu ồn áp ph ụ thu ộc, tùy theo ch ức n ăng ho ạt độ ng c ủa s ơ đồ. N ếu ph ần t ử được thay th ế b ằng m ột m ạng hai c ửa thì có th ể đặ t nó vào b ất c ứ s ơ đồ nào để phân tích ti ếp. Tuy nhiên v ị trí trong s ơ đồ c ủa ph ần t ử khác nhau d ẫn đế n mô hình có th ể ph ức t ạp không c ần thi ết. Vì v ậy ph ươ ng pháp trung bình m ạng đóng c ắt t ỏ ra phù h ợp h ơn cho m ục đích mô hình hóa. Ph ươ ng pháp trung bình hóa d ựa trên c ơ s ở chính là các đại l ượng c ần quan tâm được điều khi ển hay thay đổ i v ới t ần s ố th ấp h ơn nhi ều (ít nh ất là 10 l ần), so v ới t ần s ố đóng c ắt của s ơ đồ. Khi đó có th ể b ỏ qua độ đậ p m ạch c ủa điện áp hay dòng điện và ch ỉ c ần quan tâm đến giá tr ị trung bình c ủa chúng trong m ột chu k ỳ đóng c ắt T s. Sau khi trung bình hóa ta s ẽ lo ại b ỏ được ph ần t ử đóng c ắt và thu được mô hình phi tuy ến cho tín hi ệu l ớn DC. Ti ếp theo s ẽ ti ến hành tuy ến tính hóa quanh điểm làm vi ệc cân b ằng b ằng cách đưa vào các bi ến độ ng nh ỏ đố i v ới các bi ến, cu ối cùng s ẽ thu được mô hình cho tín hi ệu l ớn DC và tín hi ệu nh ỏ AC. Mạch điện Hình 3.1a được xem nh ư m ạng điện hai c ửa, t ừ phân tích d ạng điện áp và dòng điện c ủa m ạng hai c ửa này, trong tr ạng thái xác l ập ta có m ối quan h ệ gi ữa điện áp và dòng điện nh ư sau: U= DU 2 1 (3.17)  = I1 DI 2 Hệ ph ươ ng trình (3.17) mô t ả m ột m ạng điện hai c ửa là máy bi ến áp lý t ưởng v ới h ệ s ố truy ền áp là D và được bi ểu di ễn d ưới d ạng s ơ đồ m ạch điện nh ư Hình 3.1b. T ừ (3.17)mô hình trung bình c ủa m ạng hai c ửa cũng được vi ết l ại theo (3.18), đây c ũng được coi nh ư máy bi ến áp lý t ưởng v ới h ệ s ố truy ền áp là d( t ) và được bi ểu di ễn d ưới d ạng s ơ đồ m ạch điện như Hình 3.1c. ( ) = ( ) ( ) ut2 dtut 1  (3.18) ()()()= it1 dtit 2 t I1 I2 i1 i2 i1 t i2 U1 U 2 u1 u2 t u1 t u2 1: D 1: d( t ) Hình 3.1 Mô t ả b ộ bi ến đổ i DC/DC, a) m ạch l ực b ộ bi ến đổ i DC/DC, b) Mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC t ại điểm xác l ập, c) Mô hình trung bình b ộ bi ến đổ i DC/DC Để thi ết b ộ điều ch ỉnh, mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC c ần ph ải được tuy ến tính hóa tại điểm làm vi ệc cân b ằng, khi đó các đạ i l ượng điện áp và dòng điện được vi ết theo (3.19).
48 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC dt()()= D + dtˆ  ()()= + ut1 U 1 utˆ 1  ()()= + ˆ it1 I 1 it 1 (3.19)  ()()= + ut2 U 2 utˆ 2  ()()= + ˆ it2 I 2 it 2 Từ (3.18), (3.19) ta có:  +=+ˆ( ˆ)() + ˆ U22 u DdU 11 u  (3.20) Ii+=ˆ() DdI +ˆ () + i ˆ  11 22  =ˆ + + ˆ uˆ21 Ud Du ˆ 1 du ˆ 1  (3.21) ˆ= ˆ +ˆ + ˆ ˆ i1 Di 22 Id di 2 Hệ ph ươ ng trình (3.21) được vi ết l ại: uˆ= U dˆ + Du ˆ  2 1 1 (3.22) ˆ= ˆ + ˆ i1 Di 2 I 2 d Hệ ph ươ ng trình (3.21) được bi ểu di ễn d ưới d ạng s ơ đồ m ạch điện nh ư Hình 3.2b. i( t ) i( t ) iˆ ( t ) ˆ ( ) 1 1: d( t ) 2 1 i2 t ɵ () U1 d t u( t ) u( t ) ˆ ( ) ɵ () ˆ ( ) 1 2 u1 t I2 d t u2 t Hình 3.2 Mạng điện hai c ửa, a) tín hi ệu trung bình, b) Mạch điện điện t ươ ng đươ ng được tuy ến tính t ại điểm làm vi ệc cân b ằng Từ m ạng điện hai c ửa được bi ểu di ễn b ằng m ạch điện t ươ ng đươ ng v ới tin hi ệu trung bình và m ạch điện t ươ ng được được tuy ến tính t ại điểm làm vi ệc cân b ằng, ứng d ụng mô hình b ộ bi ến đổ i Buck, Boost, Buck-Boost.
3.2 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu buck 49 t i1 t t iL iL t uo t uo i1 iL iL uo uo ( ) 1: d t 1− d( t )  :1 Hình 3.3 Mô hình trung bình b ộ bi ến đổ i DC/DC, a)B ộ bi ến đổ i Buck, b)B ộ bi ến đổ i Boost 3.2 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu buck Hình 3.4 Sơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu buck ( a), S ơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu buck trong thái 1( b), S ơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu buck trong thái 2 ( c) 3.2.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái Sử d ụng đị nh lu ật KV ta có h ệ ph ươ ng trình mô t ả s ơ đồ m ạch điện c ủa b ộ bi ến đổ i buck converter trong tr ạng thái 1.
50 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC  di LL =− riuu − +  dt L L o in  du R 1 CC = i − u (3.23) +L + C  dt RrC Rr C  R u=() riu + o+ CLC  R r C Hệ ph ươ ng trình (3.23) được vi ết l ại theo d ạng không gian tr ạng thái (3.3) với ma tr ận được xác đị nh theo (3.24). Rr   −1C + − 1 R rL   1  LRr+ LRr() +   =C  C  ==  Rr C R = A1 ;; BC1L 1   ;; D0 1R 1 1    R+ r R + r  −  0  C C ()+() + CRrC CRr C  (3.24) Sử d ụng đị nh lu ật KV ta có h ệ ph ươ ng trình mô t ả s ơ đồ m ạch điện c ủa b ộ bi ến đổ i buck converter trong tr ạng thái 2.  di LL = − riu −  dt L L o  du R 1 CC = i − u (3.25) +L + C  dt RrC Rr C  R u=() riu + o+ CLC  R r C Hệ ph ươ ng trình (3.25) được vi ết l ại theo d ạng không gian tr ạng thái (3.4) với ma tr ận được xác định theo (3.26). Rr  R  −C +r  −  Rr+L () Rr + 0    =C  C  ==Rr C R = A2 ; BC2  ; 2  ; D0 2 (3.26) R 1  0  R+ r R + r −  C C  ()+() + RrC Rr C  Nh ư v ậy, b ộ bi ến đổ i ki ểu Buck converter được mô t ả trên không gian tr ạng thái theo dạng chu ẩn (3.6) nh ư sau:  1Rr  1 R   −C +r −  ɺ +L  () + 1  i  LRrC  LRr C iL  d L =  +   u       L  in uɺ  1R 1 1 uC  C −  0   ()+() + (3.27)  CRrC CRr C   Rr R  iL  u = C     o + +  R rC R r C  uC  Theo (3.7) ma tr ận h ệ th ống trong h ệ ph ươ ng trình (3.27) được ch ỉ ra nh ư d ưới đây:
3.2 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu buck 51 Rr   −1C + − 1 R rL   1  LRr+ LRr() +   C  C  d  Rr C R A=; BC ==L ;  ; D0 = 1R 1 1    R+ r R + r  −  0  C C ()+() + CRrC CRr C  (3.28) Theo (3.8), điểm làm vi ệc cân b ằng c ủa b ộ bi ến đổ i Buck được tính nh ư sau: = Uo U C  = UC RI L (3.29)  = + Uo r L I L DU in Do h ệ s ố điều ch ế ở điểm làm vi ệc xác l ập 0≤D < 1 , theo (3.29) bộ bi ến đổ i buck converter mang đặc điểm b ộ gi ảm áp. Sử d ụng Toolbox Symbolic Math trong Matlab (ch ươ ng trình chi ti ết n ằm ở ph ần ph ụ lục), ta s ẽ tìm được các hàm truy ền b ộ bi ến đổ i Buck d ạng t ổng quát theo các công th ức (3.13), (3.14), (3.15), (3.16). + Hàm truy ền điện áp đầ u ra và h ệ s ố điều ch ế. uˆ () s RU()1+ Cr s o = in c (3.30) ˆ () R+++ r()() L RrC + RrC + rrCs + RLC + rLCs 2 d s = L CLLC C uˆin () s 0 + Hàm truy ền điện áp đầu ra và điện áp đầ u vào. usˆ ( ) RDCrs(1+ ) o = c (3.31) uˆ () s R+++ r()() L RrC + RrC + rrCs + RLC + rLCs 2 indˆ() s =0 L CLLC C Hàm truy ền đạ t gi ữa điện áp đầ u ra và h ệ s ố điều ch ế được ch ỉ ra theo có điểm zero n ằm bên trái m ặt ph ẳng ph ức, và có xác định nh ư sau: = − 1 zero 1 (3.32) rc C Do 0≤D < 1 , nên điểm zero có giá tr ị âm (ngh ĩa là n ằm bên trái tr ục ảo). Vì v ậy h ệ (3.32) được mô t ả theo hàm truy ền là h ệ pha c ực ti ểu. = = Hàm truy ền b ộ bi ến đổ i Buck (gi ả thi ết rc0, r L 0 ). + Hàm truy ền điện áp đầ u ra và h ệ s ố điều ch ế. uˆ () s RU o = in (3.33) ˆ () R+ Ls + RLCs 2 d s = uˆin () s 0 + Hàm truy ền điện áp đầ u ra và điện áp đầ u vào. uˆ ( s ) DR o = (3.34) uˆ () s R+ Ls + RLCs 2 in dˆ() s =0 + Hàm truy ền gi ữa dòng điện ch ảy qua cu ộn c ảm và h ệ s ố điều ch ế. iˆ () s U() RCs +1 L= in (3.35) dˆ () s R+ Ls + RLCs 2 uˆin () s =0
52 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC 3.2.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt Từ mô hình m ạch điện t ươ ng đươ ng thay th ể ph ần t ử đóng c ắt l ắp Hình 3.2 vào s ơ đồ mạch l ực b ộ bi ến đổ i Buck, ta có m ạch điện mô t ả b ộ bi ến đổ i Buck v ới tín hi ệu nh ỏ nh ư Hình 3.5. ɵ i1 ɵ ɵ i2 U1 d uˆ ɵ uˆ 1 I2 d 1 uˆ2 uˆ0 Hình 3.5 Mạch điện mô t ả b ộ bi ến đổ i Buck v ới tín hi ệu nh ỏ. Hình 3.5 th ể hi ện s ơ đồ Buck Converter có tính t ới các giá tr ị điện tr ở thu ần trong m ạch cu ộn c ảm và ESR trong m ạch t ụ. Khi có nh ững y ếu t ố th ực t ế này trong m ạch hình d ạng dòng i 2 và điện áp trên t ụ v C sẽ không còn d ạng tuy ến tính nên khi l ấy trung bình trong m ột chu k ỳ T s tính toán s ẽ ph ức t ạp h ơn. Tuy nhiên n ếu l ưu ý r ằng rL và rC cố giá tr ị th ực t ế r ất nh ỏ thì nh ững gi ả thi ết v ề d ạng tuy ến tính c ủa i 2 và v C vẫn có th ể áp d ụng, do đó m ạch điện trung bình cho m ạng đóng cắt có th ể áp d ụng mà không c ần thay đổ i gì. T ừ đó nh ững y ếu tố th ực t ế này s ẽ ch ỉ thay đổ i d ạng c ủa hàm truy ền tín hi ệu, nh ư s ẽ ch ỉ ra sau đây. Từ s ơ đồ Hình 3.5 ta có: = + ɵ uˆ2 Du ˆ 1 U 1 d (3.36) Tr ước h ết ta xét hàm truy ền t ừ h ệ s ố điều ch ề đế n điện áp đầ u ra, t ừ (3.36) hàm truy ền vi ết d ưới mi ền ảnh Laplace: uˆ () s 2 = U (3.37) ɵ () 1 d s = uˆ1() s 0 Mặt khác từ s ơ đồ Hình 3.5 ta tìm được hàm truy ền: uˆ ( s ) Z o = RC (3.38) () + usˆ2 ZRC Z L R(1+ srC ) Trong đó Z = C là tr ở kháng song song gi ữa m ạch t ụ l ọc C và t ải R; RC +() + 1 sC R r C = + ZL r L sL là tr ở kháng m ạch điện c ảm L. Nh ư v ậy hàm truy ền gi ữa hệ s ố điều ch ế với đầu ra điện áp ra sẽ là: usˆ() usus ˆ() ˆ () R ()1+ srC o= o ⋅2 =⋅U ⋅ C ɵ () ɵ 1 + ds() usˆ2 ds() Rr L Rr  L  R+ r ˆ ()= L 2 C u1 s 0 1+sCr + + + sLC C +  +  + RrL  Rr L  Rr L (3.39) uˆ ( s ) Nếu xét hàm truy ền t ừ đầ u vào đến điện áp đầ u ra thì 2 = D , do đó tr ở thành: uˆ () s 1 dɵ() s =0
3.3 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu boost 53 usˆ( ) usus ˆ( ) ˆ ( ) R (1+ srC ) 0= 0 ⋅ 2 =⋅D ⋅ C () () () + usˆ1 usus ˆ 2 ˆ 1 Rr L Rr  L  R+ r dˆ() s =0 1+sCr +L + + sLC2 C C +  +  + RrL  Rr L  Rr L (3.40) Từ (3.39), (3.40) cho thấy hàm truy ền t ừ đầ u vào điều khi ển đế n đầ u ra và t ừ đầ u vào − đến đầ u ra đề u xu ất hi ện điểm zero âm 1/ rC C , g ọi là điểm zero ESR. H ệ s ố khu ếch đạ i ( + ) DC c ũng thay đổ i theo h ệ s ố R/ R r L . 3.3 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu boost L iL rL D io iC rC u uo in V C uc a) L D r L D iL rL io iL L io iC iC rC rC u u uin uo in V o V C uc C uc b) c) Hình 3.6 Sơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu boost ( a), S ơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu boost trong thái 1( b), S ơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu boost trong thái 2 ( c) 3.3.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái Sử d ụng đị nh luật KV ta có h ệ ph ươ ng trình mô t ả s ơ đồ m ạch điện c ủa b ộ bi ến đổ i boost converter trong tr ạng thái 1.  di L = − + L riuL L in  dt  du 1  CC = − u (3.41) +  C  dt R r C   R u= u o+ C  R r C Hệ ph ươ ng trình (3.41) được vi ết l ại theo d ạng không gian tr ạng thái (3.3) với ma tr ận được xác đị nh theo (3.42).
54 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC − 1  rL 0  1  L   R  A=  ; BC ==L ;0  ; D0 = (3.42) 1 1 1  1  1R+ r 1 0 − C  ()+  0  C R r C  Sử d ụng đị nh lu ật KV ta có h ệ ph ươ ng trình mô t ả s ơ đồ m ạch điện c ủa b ộ bi ến đổ i boost converter trong tr ạng thái 2.  di Rr R  LL =−C iri −− uu + +L L L + C in   dt RrC Rr C    du R 1  CC = i − u (3.43) +L + C   dt RrC Rr C   R u=() uri + oR+ r CCL  C Hệ ph ươ ng trình (3.43) được vi ết l ại theo d ạng không gian tr ạng thái (3.4) với ma tr ận được xác đị nh theo (3.44). Rr   −1C + − 1 R rL   1  LRr+ LRr() +   = C  C  =  =Rr C R = A2 ;BC2L ; 2  ; D0 2 1R 1 1    R+ r R + r  −  0  C C ()+() + CRrC CRr C  (3.44) Nh ư v ậy, b ộ bi ến đổ i ki ểu Boost converter được mô t ả trên không gian tr ạng thái theo dạng chu ẩn (3.6) nh ư sau:   1Rr  1 R   −+−r()1 dC  −−() 1 d  ɺ L ()+() + 1  i   L RrC LRr C  iL  L =   +   u       L  in uɺ  1R 1 1 uC  C  ()1−d −  0  (3.45)  ()+() +   CRrC CRr C   Rr R  i  u=()1 − d C L  o + +     R rC R r C  uC  Theo (3.7) ma trận h ệ th ống trong h ệ ph ươ ng trình (3.45) được ch ỉ ra nh ư d ưới đây:  1Rr  1 R  −+−r()1 dC  −−() 1 d  LL () Rr+ LRr() + =  C  C  A   1R 1 1  ()1−d −   ()+() +  (3.46)  CRrC CRr C  1  Rr R  BC==−  ;() 1d C ; D0 = L  + +  R rC R r C  0  Theo (3.8), điểm làm vi ệc cân b ằng c ủa b ộ bi ến đổ i Boost được tính nh ư sau:
3.3 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu boost 55   = Uo U C  =() − UC1 D RI L (3.47)  ()U− r I U=in L L () R + r  C()− + c  1 D R r C Do h ệ s ố điều ch ế ở điểm làm vi ệc xác l ập 0≤D < 1 , theo (3.47) bộ bi ến đổ i boost converter mang đặc điểm b ộ t ăng áp. Sử d ụng công th ức (3.13), (3.14), (3.15) ta có hàm truy ền c ủa b ộ bi ến đổ i ki ểu boost = = (gi ả thi ết rc0, r L 0 ). + Hàm truy ền điện áp đầ u ra và h ệ s ố điều ch ế. ( −) −  uˆ () s R1 D Uc I L Ls  o = (3.48) ˆ () ()−2 + + 2 d s = R D1 Ls RLCs uˆin () s 0 + Hàm truy ền điện áp đầ u ra và điện áp đầ u vào. usˆ ( ) RD(1− ) o = (3.49) uˆ () s ()−2 + + 2 in dˆ() s =0 RD1 Ls RLCs + Hàm truy ền gi ữa dòng điện ch ảy qua cu ộn c ảm và h ệ s ố điều ch ế. isˆ () U+ IR()1 − D + RCUs L= cL c (3.50) ˆ () ()−2 + + 2 d s = RD1 Ls RLCs uˆin () s 0 Hàm truy ền đạ t gi ữa điện áp đầ u ra và h ệ s ố điều ch ế được ch ỉ ra theo có điểm zero n ằm bên ph ải m ặt ph ẳng ph ức, và có xác định nh ư sau: (1− D) U = c zero 1 (3.51) LI L Do 0≤D < 1 , nên điểm zero có giá tr ị d ươ ng (ngh ĩa là n ằm bên ph ải tr ục ảo). Vì v ậy h ệ (3.48) được mô t ả theo hàm truy ền là h ệ pha không c ực ti ểu, đây là v ấn đề quan tr ọng để thi ết k ế b ộ điều ch ỉnh cho b ộ bi ến đổ i boost converter sau này. 3.3.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt Từ mô hình Hình 3.3b mô t ả b ộ bi ến đổ i Boost v ới các tín hi ệu trung bình. S ử d ụng công th ức (3.19)để tuy ến tính quanh điểm làm vi ệc xác l ập, ta thu được mô hình tín hi ệu nh ỏ c ủa ph ần t ử đóng c ắt trong s ơ đồ m ạch l ực b ộ bi ến đổ i Boost.  =() − − ˆ uˆ11 Du ˆ 2 Ud 2  (3.52) ˆ=() − ˆ − ˆ i21 Di 1 Id 1 Từ m ạch điện được mô t ả theo (3.52) kết h ợp v ới s ơ đồ m ạch lực b ộ bi ến đổ i Boost, ta = = có m ạch điện mô t ả b ộ bi ến đổ i Boost v ới tín hi ệu nh ỏ (chú ý r ằng uˆ2 uU ˆ o, 2 U o ).
56 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC ɵ ɵ i2 i1 ɵ Uo d ɵ uˆ uˆ I1 d 2 uˆin 1 uˆ0 Hình 3.7 Mạch điện mô t ả b ộ bi ến đổ i Boost với tín hi ệu nh ỏ. Vi ết ph ươ ng trình cho nút dòng điện qua t ụ C, ch ỉ xét với các thành ph ần xoay chi ều: ɵ +ˆ =( − )ɵ Idi1 2 1 Di 1 uˆ (3.53) →ɵ +o =−()ɵ Id1 1 Di 1 ZRC 1  R(1+ srC ) Trong đó: Z= + r R = C là tr ở kháng m ạch t ải. RC C  +() + sC  1 sCRr C Vi ết ph ươ ng trình cho m ạch vòng dòng điện qua cu ộn c ảm: =ˆ ( +) −ˆ +−( ) uˆinL ir1 sL Ud o1 Du ˆ o (3.54) ˆ Thay bi ểu th ức dòng i1 ở (3.53) vào (3.54) và vi ết d ưới d ạng toán t ử Laplace: I uˆ ( s )  dsɵ () 1 +o  ()() rsLusUds +=+ˆɵ ()()() −−1 Dus ˆ (3.55) −() − L in o o 1D 1 D Z RC  Bi ểu th ức (3.55) được vi ết l ại: (r+ sL )  I ()1−+DL  ususUdsˆ()() =+− ˆ ɵ () 1 () rsL + (3.56) ()−o in o() − L 1D ZRC  1 D usˆ( ) us ˆ ( ) () =o() = o Từ đó có th ể th ấy v ới Gsvgɵ()= ; Gs vd uˆ () s =0 sẽ xác đị nh được: () d s 0 ɵ in uˆin s d() s usˆ ( ) (1− DRsrC) ( 1 + ) =o = C G() s ɵ (3.57) vg uˆ () s d() s =0 +()()()() +  ++−2 + in 1sCRrCL  r sL 1 DR 1 srCC I  ()1−DRU −1 ()() r ++ sL 1 srC uˆ () s o− L  C () =o = 1 D  Gvd s ˆ ()= (3.58) ɵ () uin s 0 +()()()() +  ++−2 + d s 1sCRrCL  r sL 1 DR 1 srCC Hàm truy ền đạ t có hai điểm zero là:  U(1− D) − Ir zero = o1 L  1 I L  1 (3.59) 1 zero = −  2  rc C
3.4 Mô hình toán h ọc b ộ bi ến đổ i ki ểu buck – boost 57 3.4 Mô hình toán h ọc bộ bi ến đổ i ki ểu buck – boost Hình 3.8 Sơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu buck - boost ( a), S ơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu buck - boost trong thái 1( b), S ơ đồ m ạch điện b ộ bi ến đổ i ki ểu buck - boost trong thái 2 ( c) 3.4.1 Ph ươ ng pháp trung bình không gian tr ạng thái Sử d ụng đị nh lu ật KV ta có h ệ ph ươ ng trình mô t ả s ơ đồ m ạch điện c ủa b ộ bi ến đổ i buck - boost converter trong tr ạng thái 1.  di LL = − riu +  dt L L in  du 1 CC = − u (3.60) + C  dt Rr C  R u= u o+ C  R r C Hệ ph ươ ng trình (3.60) được vi ết l ại theo d ạng không gian tr ạng thái (3.3) với ma tr ận được xác đị nh theo (3.61). − 1  rL 0  1  L   R  A=  ; BC ==L ;0  ; D0 = (3.61) 1 1 1  1  1 R+ r 0 − C  ()+  0  C R r C  Sử d ụng đị nh lu ật KV ta có h ệ ph ươ ng trình mô t ả s ơ đồ m ạch điện c ủa b ộ bi ến đổ i buck - boost converter trong tr ạng thái 2
58 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC  di LL = − riu −  dt L L o  du R 1 CC = i − u . (3.62) +L + C  dt RrC Rr C  R u=() riu + o+ CLC  R r C Hệ ph ươ ng trình (3.62) được vi ết l ại theo d ạng không gian tr ạng thái (3.3) với ma tr ận được xác đị nh theo (3.63). 1Rr  1 R  −C +r  −  LRr+L LRr() + 0    =C  C  ==Rr C R = A2 ; BC2  ; 2  ; D0 2 1R 1 1  0  R+ r R + r −  C C  ()+() + CRrC CRr C  (3.63) Nh ư v ậy, b ộ bi ến đổ i ki ểu buck - boost converter được mô t ả trên không gian tr ạng thái theo d ạng chu ẩn (3.6) nh ư sau:   1Rr  1 R    −−−r()1 dC  −−() 1 d  iɺ  LL () Rr+ LRr() + i  d   L =  C  C  L +         uin uɺ  1R 1 1 uC  0  C  ()1−d −  (3.64)  ()+() +   CRrC CRr C   Rr R  i  u=()1 − d C L  o + +     RrC Rr C  uC  Theo (3.7) ma tr ận h ệ th ống trong h ệ ph ươ ng trình (3.45) được ch ỉ ra nh ư d ưới đây:  1Rr  1 R   −−−r()1 dC  −−() 1 d  LL () Rr+ LRr() + =  C  C  A   1R 1 1  ()1−d −  (3.65)  ()+() +   CRrC CRr C  d  Rr R  BC==−;() 1d C ; D0 =   + +  0  RrC Rr C  Theo (3.8), điểm làm vi ệc cân b ằng c ủa b ộ bi ến đổ i Boost được tính nh ư sau:   = Uo U C  =() − UC1 D RI L (3.66)  ()()−r I + DU R + r U = L L in C  o ()− +  1 D R r C Tươ ng t ự nh ư b ộ bi ến đổ i ki ểu buck, s ử d ụng Toolbox Symbolic Math trong Matlab ta cũng tìm được các hàm truy ền c ủa b ộ bi ến đổ i ki ểu buck-boost.
3.5 Mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC làm vi ệc trong ch ế độ dòng điện gián đoạn (DCM) 59 3.4.2 Ph ươ ng pháp trung bình hóa m ạch đóng c ắt 3.5 Mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC làm vi ệc trong ch ế độ dòng điện gián đoạn (DCM) Trong ph ần 2.3 đã ti ến hành mô hình hóa b ộ bi ến đổ i trong ch ế độ dòng liên t ục (Continuous Current Mode – CCM). Trong ch ế độ CCM các b ộ bi ến đổ i đề u có quan h ệ vào ra có d ạng M(D), t ức là h ệ s ố truy ền điện áp t ừ đầ u vào đến đầ u ra ch ỉ ph ụ thu ộc vào hệ s ố điều ch ế D, là t ỷ s ố gi ữa th ời gian điều khi ển m ở van v ới chu k ỳ đóng c ắt T s, mà không ph ụ thu ộc vào t ải R. Điều này ngh ĩa là trong mô hình các b ộ bi ến đổ i phía đầ u ra coi là ngu ồn điện áp. Trong các mô hình trung bình tín hi ệu l ớn DC và nh ỏ AC, có th ể xác định hàm truy ền đạ t gi ữa đầ u vào đến đầ u ra G vg (s) và gi ữa điều khi ển v ới đầ u ra G vd (s). Cả hai hàm truy ền này đều có đặ c tr ưng là có c ặp điểm c ực (double pole) ở t ần s ố th ấp do mạch LC quy ết đị nh. Thông th ường t ần s ố ở c ặp điểm c ực này ch ỉ c ỡ 0,01 ÷0,05 f s, trong đó f s là t ần s ố đóng c ắt c ủa b ộ bi ến đổ i (ngh ĩa là kho ảng 1 kHz đế n 5 kHz n ếu f s = 100 kHz). Khi mô t ả tính t ới t ổn hao trên cu ộn c ảm (r L) và điện tr ở n ối ti ếp hi ệu d ụng trên t ụ (r C hay ESR – effective series resistant) xu ất hi ện điểm zero âm, g ọi là ESRzero, ở t ần s ố cao, c ỡ 0,1 f s. Điểm ESRzero làm gi ảm độ d ự tr ữ v ề pha trong m ạch vòng điều ch ỉnh d ẫn tới h ệ m ất ổn đị nh. Đố i v ới hàm truy ền t ừ điều khi ển đế n điện áp đầ u ra, hai lo ại b ộ bi ến đổi c ơ b ản boost converter và buck-boost converter có xu ất hi ện điểm zero bên ph ải tr ục ảo. Điểm zero d ươ ng c ũng làm gi ảm độ d ự tr ữ v ề pha trong m ạch vòng điều ch ỉnh và làm cho boost và buck-boost converter tr ở nên các h ệ pha không c ực ti ểu. Vì v ậy b ộ điều ch ỉnh cho boost và buck-boost converter ph ải có d ạng ph ức t ạp, ít nh ất là bao g ồm 2 điểm c ực và hai điểm zero, trong khi đố i v ới buck converter b ộ điều ch ỉnh có th ể ch ỉ bao g ồm 2 ph ần tử, 1 điểm c ực và 1 điểm zero. Các b ộ bi ến đổ i đề u có th ể r ơi vào ch ế độ làm vi ệc dòng gián đoạn (Discontinuos Current mode – DCM). Ch ế độ dòng gián đoạn đặ c tr ưng b ởi dòng qua cu ộn c ảm b ắt đầ u từ 0 và k ết thúc c ũng b ằng 0 tr ước khi k ết thúc chu k ỳ đóng c ắt T s. Do dòng gián đoạn quan h ệ điện áp vào ra s ẽ ph ụ thu ộc vào t ải, M(D,K), trong đó K là m ột h ệ s ố ph ụ thu ộc tải. Nh ư v ậy mô hình b ộ bi ến đổ i phía đầ u ra s ẽ không th ể coi là ngu ồn áp được n ữa. Ph ươ ng pháp trung bình ph ần t ử đóng c ắt v ẫn được dùng để mô hình hóa b ộ bi ến đổ i. T ừ mô hình trung bình thu được ti ến hành tuy ến tính hóa để có được mô hình tín hi ệu nh ỏ AC. Hàm truy ền thu được s ẽ cho th ấy ch ỉ có m ột điểm c ực ở t ần s ố th ấp và m ột điểm c ực ở t ần số r ất cao, g ần v ới t ần s ố đóng c ắt f s. Do đó trong ch ế độ DCM vi ệc thi ết k ế m ạch vòng điều ch ỉnh s ẽ đơn gi ản h ơn, so v ới CCM. 3.5.1 Mô hình trung bình Để xây d ựng mô hình trung bình cho b ộ bi ến đổ i DC/DC làm vi ệc ở ch ế độ dòng điện gián đoạn, tr ước h ết xét ví d ụ b ộ bi ến đổ i Buck. S ơ đồ m ạch l ực b ộ bi ến đổ i Buck được ch ỉ ra trên Hình 3.9.
60 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC Hình 3.9 Sơ đồ m ạch l ực b ộ bi ến đổ i Buck Xét s ơ đồ b ộ bi ến đổ i buck cho trên hình 2-23. Ta s ẽ theo ph ươ ng pháp nh ư ở ph ần 2.3.2 để xây d ựng m ạch điện trung bình t ươ ng đươ ng cho d ạng sóng dòng điện, điện áp t ại hai c ửa c ủa m ạng m ạch đóng c ắt. D ạng sóng dòng điện, điện áp trong ch ế độ DCM cho trên hình 3-1. Theo d ạng sóng dòng điện, điện áp, ta c ần xác đị nh các giá tr ị trung bình c ủa ( ) ( ) ( ) ( ) các đầu vào, đầu ra c ủa m ạng đóng c ắt ututitit1, 2 , 1 , 2 theo các bi ến tr ạng thái c ủa sơ đồ là dòng qua cu ộn c ảm, điện áp trên t ụ, bi ến đầ u vào là điện áp ngu ồn v g, và các kho ảng th ời gian điều khi ển dT1s, d 2 T s . i (t) L ipk t 0 dT s Ts v (t) L Vg-Vo t 0 -Vo i1(t) q1 t 0 v1(t) Vg t 0 i2(t) q2 t 0 Vg v2(t) Vo 0 t 0 d1Ts d2Ts d3Ts Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện b ộ bi ến đổ i Buck trong ch ế độ DCM ( ) ( ) Điện áp đầ u vào c ủa m ạng u1 t đơ n gi ản chính là điện áp nguồn ug t nên ta có: ( ) = ( ) ut1 ug t (3.67) ( ) Điện áp đầu ra c ủa m ạng đóng c ắt u2 t là điện áp trên điôt, có giá tr ị trung bình b ằng:
3.5 Mô hình b ộ bi ến đổ i DC/DC làm vi ệc trong ch ế độ dòng điện gián đoạn (DCM) 61 ( ) =( ) ( ) +⋅+( ) ( ) ( ) =( ) ( ) + ( ) ( ) ut21 dtutg dt 230 dtut ogo dtut 1 dtut 3 (3.68) ( ) Dòng điện đầ u vào m ạng i1 t có giá tr ị trung bình là di ện tích hình tam giác q 1 bôi đen trên hình 3-1. 1 Ts d2 ( t) T () =t ()τ τ =1 s ()()() − it1∫ id 1 ututg o (3.69) Ts 0 2 L Dòng i 2(t) trung bình b ằng: Ts ( ) ( ) + ( )  1 dtdt1 1 dtT 2 s () =t ()τ τ =  ()()() − it2∫ id 2 ututg o (3.70) Ts 0 2 L ( ) = Giá tr ị trung bình c ủa điện áp trên cu ộn c ảm vL t 0, nên ta có: ( ) =( ) ( ) −−( )  ( ) ( ) +⋅=( ) vtL dtvt1 g vt 02  dtvt o dt 3 0 0 ()()−  vtg vt0  →dt()() = dt (3.71) 2 1 () vo t v() t →dt()()() =−1() dtdt + =− 1 dt() g 3 12 1 () vo t Từ ta có th ể bi ểu di ễn giá tr ị trung bình d ạng sóng dòng điện, điện áp t ại hai c ửa c ủa mạng đóng c ắt d ưới d ạng đơn gi ản nh ư sau: vt( ) = vt( )  1 g ()()= vt2 vto   d2 () t T  () =1 s ()() −  (3.72) it1 vtvt 1 2   2L  2 ()()()−  d() t T vt1 vt 1 vt 2  i() t =1 s ⋅ 2 ()  2L v2 t ( ) Mô hình trung bình cho ch ế độ DCM có th ể xây d ựng (3.72). Dòng đầu vào i1 t trong (3.72) được vi ết l ại: ( ) − ( )  vt1 vt 2  i() t = (3.73) 1 () Re d 1 2L Trong đó R() d = e 1 2 () d1 t T s Coi R e(d 1) là điện tr ở ảo t ươ ng đương. Th ực ch ất không có điện tr ở nào trong b ộ bi ến đổi vì ta đang gi ả thi ết các ph ần t ử đề u là lý t ưởng. Công su ất gi ả t ưởng tiêu th ụ b ởi R e được chuy ển ra ngoài qua c ổng ra c ủa m ạng. Ph ươ ng trình (3.73) cho th ấy trong ch ế độ dòng gián đoạn DCM b ộ bi ến đổ i được mô t ả b ởi mô hình điện tr ở không t ổn hao (Loss- Free Resistance – LFR). Từ Error! Reference source not found. mô hình trung bình được th ể hi ện b ằng s ơ đồ trên hình 3-2 b ởi điện tr ở ảo R e(t) và m ột ngu ồn công su ất ph ụ thu ộc b ằng: 2 vt()()− vt  () = 1 2  p t () (3.74) Re d 1
62 3 HỆ TH ỐNG ĐIỀU KHI ỂN B Ộ BI ẾN ĐỔ I DC/DC ( ) Re d 1 p( t ) Hình 3.11 Mạch điện t ươ ng đươ ng bộ bi ến đổ i Buck (DCM) v ới tín hi ệu trung bình Từ mô hình trung bình cho b ộ bi ến đổ i Buck trong ch ế độ DCM Hình 3.11 , ta có th ể ti ến hành phân tích ch ế độ xác l ập để có được m ối quan h ệ gi ữa điện áp vào ra và điều khi ển. Khi phân tích ch ế độ x ấp l ập, ta ng ắn m ạch các cu ộn c ảm vì ở t ần s ố b ằng 0 tr ở kháng điện c ảm b ằng 0 và h ở m ạch các t ụ điện vì ở DC tr ở kháng c ủa t ụ b ằng vô cùng. ( ) Re D 1 P Hình 3.12 Mạch điện t ươ ng đươ ng b ộ bi ến đổ i Buck (DCM) ở tr ạng thái xác l ập Từ Hình 3.12 ta có m ối quan h ệ gi ữa điện áp và dòng điện ở ch ế độ xác l ập nh ư sau:  U U =2 = o I2  R R  (3.75) U− U  = 1 2 I1  Re = Cho P1 P 2 vì đang xét s ơ đồ lý t ưởng, không t ổn hao, rút ra được quan h ệ điện áp vào ra nh ư sau: = VI1 1 IV 2 V2 V V 2 (3.76) →g − o g = Vo Re R e R Rút ra được quan h ệ điện áp vào ra nh ư sau: 2 U= U (3.77) o g + + 1 14Re / R U Theo quan h ệ vào ra M = o của buck converter trong ch ế độ DCM ph ụ thu ộc vào h ệ U g () = 2L số điều ch ế D (thông qua Re D 2 ) và thông s ố c ủa t ải R. D T s