›
›

Khóa luận Nghiên cứu, thiết kế và chế tạo bộ khuếch đại công suất hoạt động tại băng tần S - Ngô Quang Duy

pdf 54 trang huongle 240
Download
Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Khóa luận Nghiên cứu, thiết kế và chế tạo bộ khuếch đại công suất hoạt động tại băng tần S - Ngô Quang Duy", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

  • pdfkhoa_luan_nghien_cuu_thiet_ke_va_che_tao_bo_khuech_dai_cong.pdf

Nội dung text: Khóa luận Nghiên cứu, thiết kế và chế tạo bộ khuếch đại công suất hoạt động tại băng tần S - Ngô Quang Duy

  1. MỤC LỤC DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT ẢM ƠN LỜI MỞ ĐẦU 1 CHƢƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ SIÊU CAO TẦN 3 1.1. Kỹ thuật siêu cao tần 3 1.1.1. Lý thuyết đường truyền 4 1.1.2. Mô hình mạch điện thông số tập trung, các thông số sơ cấp 4 1.1.3. Phương trình truyền sóng và nghiệm, các thông số thứ cấp 6 1.1.4. Hiện tượng phản xạ sóng trên đường dây, hệ số phản xạ 12 1.1.5. Hiện tượng sóng đứng và hệ số sóng đứng 14 1.2. Đồ thị Smith 18 1.2.1. Cơ sở của đồ thị Smith 20 1.2.2. Các đồ thị vòng tròn 22 1.3. Kỹ thuật phối hợp trở kháng và điều chỉnh phối hợp trở kháng 26 1.3.1. Phối hợp trở kháng bằng các phần tử tập trung 27 1.3.2. Mạch điều chỉnh phối hợp trở kháng dùng một dây chêm 28 1.3.3. Điều chỉnh phối hợp trở kháng hai dây chêm 30 1.3.4.Phối hợp trở kháng với đoạn dây một phần tư bước sóng 31 CHƢƠNG 2: NGHIÊN CỨU, THIẾT KẾ VÀ CHẾ TẠO BÔ KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT HOẠT ĐỘNG TẠI BĂNG TẦN S 32 2.1. Mở đầu. 32 2.2. Khuếch đại công suất cao tần. 32 2.3. Thiết kế, mô phỏng và chế tạo bộ khuếch đại công suất. 34 2.3.1. Mạch AH201. 34 2.3.2. Transistor PTFA240451E 35
  2. 2.3.3. Phương pháp phối hợp trở kháng 36 2.3.4.Tính toán, mô phỏng và thiết kế. 37 2.4. Đo đạc kết quả và nhận xét 45 KẾT LUẬN 49 TÀI LIỆU THAM KHẢO 50
  3. DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT PA Power Amplifier Khuếch đại công suất BJT Bipolar Junction Transistor Transistor lưỡng cực FM Frequency Modulation Điều chế tần số FET Field Effect Transistor Transistor hiệu ứng trường GEO Geostationary Earth Orbit Quỹ đạo địa tĩnh IC Integrated Circuit Mạch tích hợp ISM The industrial, scientific and Băng tần miễn phí dùng cho các ứng band medical (ISM) radio bands dụng không dây Transistor hiệu ứng trường cổng tiếp JFET Junction Field Effect Transistor giáp LO Local Oscillator Dao động nội Microwave Power MPT Truyền năng lượng sử dụng sóng viba Transmission RF Radio Frequency Tần số vô tuyến RFC Radio Frequency Chokes Cuộn chặn tần số vô tuyến RF-ID Radio Frequency Identification Hệ thống nhận dạng sóng không dây SPS Solar Power Satellite Vệ tinh thu nhận năng lượng mặt trời SWR Standing WaveRatio Hệ số sóng đứng WPT Wireless Power Transmission Truyền dẫn năng lượng không dây
  4. ẢM ƠN Trước hết, em xin gửi lời cảm ơn chân thành tới thạc sỹ Đoàn Hữu Chức đã tận tình chỉ bảo, hướng dẫn và giúp cho em có những kiến thức cũng như kinh nghiệm quý báu. Em xin tỏ lòng biết ơn sâu sắc tới các thầy cô giáo trường Đại Học Dân Lập Hải Phòng và đặc biệt là các thầy cô giáo trong tổ bộ môn điện tử viễn thông đã luôn nhiệt tình giảng dạy và chỉ bảo chúng em trong suốt bốn năm học vừa qua. Mặc dù có nhiều cố gắng, song thời gian thực hiện đồ án có hạn, vốn kiến thức nắm được chưa nhiều nên đồ án còn nhiều hạn chế. Em rất mong nhận được nhiều sự góp ý, chỉ bảo của các thầy, cô để hoàn thiện hơn bài viết của mình. Em xin chân thành cảm ơn! Hải Phòng, tháng 7 năm 2014 Sinh viên thực hiện Ngô Quang Duy
  5. LỜI MỞ ĐẦU Chúng ta đang khai thác mạnh các nguồn năng lượng hóa thạch như than đá, dầu mỏ, khí gas, để phục vụ cho đời sống sinh hoạt và sản xuất. Tuy nhiên, các dạng năng lượng trên đều có hạn, có khả năng dần dần cạn kiệt sau 50 năm tới, như vậy năng lượng hóa thạch về lâu dài không thể cung cấp đủ năng lượng cho nhu cầu của con người trong tương lai. Vì vậy các nguồn năng lượng tái tạo, một số được gọi là năng lượng sạchnhư năng lượng mặt trời, năng lượng gió, nhiêu liệu sinh học, pin nhiên liệu, đang rất được quan tâm nghiên cứu và khai thác. Các nguồn năng lượng tự nhiên như gió và ánh sáng mặt trời là những nguồn năng lượng sạch, tuy nhiên để so sánh thì ta nhận thấy năng lượng từ mặt trời là vô cùng lớn và có thể dùng được ở nhiều khu vực hơn so với năng lượng sinh ra từ gió. Vài năm trở lại đây, trên thế giới đã xuất hiện các phương tiện sử dụng năng lượng mặt trời bằng pin mặt trời nhưng giải pháp này cũng chưa được tối ưu bởi các pin mặt trời này ở mặt đất nên khi không có ánh sáng mặt trời sẽ mất dần tác dụng. Một giải pháp tối ưu hơn đó là sử dụng vệ tinh năng lượng giống như việc đưa các bản pin mặt trời lên quỹ đạo để thu năng lượng ánh sáng tại mọi thời điểm rồi biến đồi sang chùm tia viba công suất cao đưa về mặt đất. Kết quả và kinh nghiệm nghiên cứu biến đồi năng lượng mặt trời trên vũ trụ sang chùm tia viba công suất cao về mặt đất đã cho thấy khả năng đưa nguồn năng lượng vũ trụ vào thực tế là rất khả quan. Đề tài đồ án“Nghiên cứu, thiết kế và chế tạo bộ khuếch đại công suất hoạt động tại băng tần S”là một phần của việc xây dựng bộ phát sóng vi ba công suất lớn trong hệ thống truyền năng lượng sử dụng sóng viba - MPT(Microwave Power Transmission). Việc xây dựng thành công bộ phát sóng vi ba công suất lớnlà một trong những chìa khóa để thực hiện thành công hệ thống này. Các thành phần chính của bộ phát gồm bộ tạo dao động, bộ khuếch đại đệm và bộ khuếch đại công suất. 1
  6. Đồ án được chia ra làm 2 phần với nội dung cơ bản như sau: Chương 1: Tổng quan về siêu cao tần. Chương 2: Nghiên cứu, thiết kế và chế tạo bộ khuếch đại công suất hoạt động tại băng tần S Do thời gian thực hiện ngắn cộng với vốn kiến thức còn rất hạn chế nên đồ án chắc chắn còn nhiều thiếu sót, em rất mong nhận được sự chỉ bảo của các thầy cô để hoàn thiện hơn bài viết của mình. 2
  7. CHƢƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ SIÊU CAO TẦN 1.1. Kỹ thuật siêu cao tần Sóng siêu cao tần hay “viba” (microwaves) là những sóng điện từ có bước sóng rất nhỏ, ứng với tần số rất cao trong phổ tần số vô tuyến điện. Phạm vi của dải tần số này cũng không có sự quy định chặt chẽ và thống nhất toàn thế giới. Giới hạn trên của dải thường được coi là tới 300GHz, ứng với bướcsóng = 1mm (sóng milimet), còn giới hạn dưới có thể khác nhau tuỳ thuộc vào các quy ước theo tập quán sử dụng. Một số nước coi "sóng cực ngắn" là những sóng có tần số cao hơn 30MHz (bước sóng ≤ 10m), còn một số nước khác coi "viba" là những sóng có tần số cao hơn 300MHz (bước sóng ≤ 1m). Hình 1.1 minh hoạ phổ tần số của sóng điện từ và phạm vi dải tần của kỹ thuật siêu cao tần. Tầnn số (Hz) 3.105 3.106 3.107 3.108 3.109 3.1010 3.1011 3.1014 sóng ánh sóng sóng sóng mét Vi ba Hồng ngoại sáng dài trung ngắn (VHF) nhìn thấy 103 102 10 1 10-1 10-2 10-3 10-6 Bước sóng (m) Hình 1.1:Phổ tần số của sóng điện từ. Việc ấn định chung các băng tần được cho trong bảng 1.1 và các băng tần viba được đặt theo chữ cái được cho trong bảng 1.2. Bảng 1.1: Ấn định băng tần chung. 3
  8. Bảng 1.2: Các băng tần viba ký hiệu theo chữ cái. 1.1.1. Lý thuyết đƣờng truyền Khi nghiên cứu đường truyền đối với các tín hiệu tần thấp, ta thường coi các đường dây nối (hay đường truyền) là ngắn mạch. Điều này chỉ đúng khi kích thước của mạch là nhỏ hơn bước sóng của tín hiệu. Còn đối với tín hiệu cao tần và đặc biệt đối với tín hiệu siêu cao thì lại có bước sóng có thể bằng hoặc nhỏ hơn kích thước của các bộ phận và đường truyền của chúng. Có nghĩa là tín hiệu được phát đi từ nguồn phải mất một khoảng thời gian (một vài chu kỳ) để lan truyền đến tải. Do đó có thể diễn ra những thay đổi quan trọng về pha tín hiệu dọc theo đường truyền và có sự biến đổi trở kháng danh định của một thiết bị hoặc một thành phần khi tín hiệu đó đi qua. Ta gọi đó là hiện tượng truyền sóng trên đường dây. Những sự biến đổi trở kháng này gây ra các sóng phản xạ trên đường truyền. Điều này sẽ dẫn đến sự tổn hao năng lượng trên đường truyền do năng lượng bị phản xạ. Luợng năng lượng bị phản xạ được xác định bởi hệ số phản xạ , có quan hệ với trở kháng. Vì vậy để phân tích hiện tượng lan truyền sóng trên các đường dây ta phải có những nghiên cứu đặc biệt về đường truyền. Truyền sóng siêu cao tần trên đường dây có các hệ quả sau: Có sự trễ pha của tín hiệu tại điểm thu so với tín hiệu tại điểm phát. Có sự suy hao biên độ tín hiệu khi lan truyền. Có sự phản xạ sóng trên tải và trên nguồn. Điều này dẫn đến hiện tượng sóng đứng trên đường dây. 1.1.2. Mô hình mạch điện thông số tập trung, các thông số sơ cấp 4
  9. Sự khác nhau cơ bản giữa lý thuyết mạch và lý thuyết đường truyền là kích thước điện. Trongphân tích mạch điện người ta thường giả thiết rằng kích thước vật lý của một mạch nhỏ hơn rấtnhiều bước sóng điện, trong khi độ dài các đường truyền có thể là một phần đáng kể của bướcsóng hoặc nhiều bước sóng. Vì vậy, một đường truyền là một mạch thông số phân bố, ở đó điệnáp và dòng điện có thể thay đổi về biên độ và pha theo độ dài của nó. Hình 1.2: Đường truyền sóng. Xét một đường truyền sóng chiều dài ( lớn hơn nhiều lần bước sóng hoạt động nên đường truyền được coi là mạch có thông số phân bố), có tọa độ được xác định như trên hình 1.2. Đầu vàođường truyền có nguồn tín hiệu , trở kháng nguồn , đầu cuối đường truyền được kết cuốibởi tải . Tại một điểm có tọa độ z trên đường dây xét một đoạn dây có chiều dài ∆z. Do ∆z<< λ nên đoạn dây nàycó thể được mô hình hóa bằng mạch gồm các phần tử thông số tập trung như hình 1.3. Hình 1.3: Mạch điện tương đương của đoạn đường truyền vi phân. Với R, L, G, C là các thông số sơ cấp của đường truyền sóng và được tính trên một đơn vị chiều dài: 5
  10. R - Điện trở nối tiếp, đơn vị Ω/m, đặc trưng cho điện trở thuần của cả hai dây kim loại trênmột đơn vị độ dài. Điện trở R liên quan đến tổn hao kim loại(do dây dẫn không phải là dẫnđiện lý tưởng) là thông số phụ thuộc vào tần số hoạt động (do hiệu ứng da, do ghép ký sinh ). L -Điện cảm nối tiếp, đơn vị H/m, đặc trưng cho điện cảm tương đương của cả hai dây dẫnkim loại trên một đơn vị độ dài đường truyền. G -Điện dẫn song song, đơn vị S/m, đặc trưng cho điện dẫn thuần của lớp điện môi phâncách trên một đơn vị độ dài đường truyền. Nó liên quan đến tổn hao điện môi (do điện môikhông cách điện lý tưởng), thường được đánh giá dựa trên góc tổn hao (loss tangent) của vật liệuđiện môi. C -Điện dung song song, đơn vị F/m, đặc trưng cho điện dung của lớp điện môi phân cáchhai dây dẫn kim loại trên một đơn vị độ dài đường truyền. Như vậy ta thấy trên đường truyền có hai loại tổn hao là tổn hao kim loại gây ra bởi R vàtổn hao điện môi do G gây ra. 1.1.3. Phƣơng trình truyền sóng và nghiệm, các thông số thứ cấp Từ mạch điện trên hình 1.3, áp dụng định luật Kirchhoff cho điện áp và dòng điện ta có: (2.1a) (2.1b) Chia 2.1a và 2.1b cho ∆z sau đó lấy giới hạn khi cho ∆z → 0 cho các phương trình vi phân sau: (2.2a) (2.2b) Các phương trình (2.2a) và (2.2b) là các phương trình đường truyền trong miền thời gian, từ các phương trình này có thể xác định được các điện 6
  11. áp và dòng điện trên đường truyền ở bất kỳ vị trí hay thời điểm nào qua bốn tham số các thông số sơ cấp G, C, R và Lcủa đường truyền. Viết lại (2.2a) và (2.2b) trong miền tần số thôngqua phép biến đổi Fourier như sau: (2.3a) (2.3b) Ta thấy phương trình (2.3a) và (2.3b) giống dạng của hai phương trình điện báo Maxwell. Nó chothấy mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện tại một điểm z bất kỳ trên đường truyền sóng và tạitần số ω bất kỳ của tín hiệu. Giải hệ phương trình trên để tìm nghiệm và và từ đó suy ra đặc tính truyềnsóng. Lấy đạo hàm 2 vế của (2.3a) và (2.3b) được: (2.4a) (2.4b) Người ta định nghĩa hằng số lan truyền phức (là hàm của tần số) và không phụ thuộc vào tọa độ z như sau: (2.5) Trong đó: - Hệ số suy hao [dB/m] - Hệ số pha [rad/m] Ta có thể viết lại (2.4a) và (2.4b) như sau: (2.6a) (2.6b) Đây chính là các phương trình sóng điện áp và dòng điện. Cả hai đều là phương trình vi phân bậc hai thuần nhất có dạng nghiệm (sóng chạy) như sau: (2.7a) (2.7b) 7
  12. Trong đó và là những hằng số phức được xác định bởi điều kiện biên về điệnáp (dòng điện) tại nguồn (z = 0) và tại tải (z = ) của đường truyền sóng. Để đơn giản trong ký hiệu ta bỏ qua biến số ω và ngầm hiểu rằng các phương trình trên cũngnhư nghiệm của chúng là hàm của tần số. Ta viết lại (2.7) như sau: (2.8a) (2.8b) Nghiệm trên là dạng điều hòa thời gian tại tần số ω. Chuyển về miền thời gian (cho dạng sóng điện áp) ta được: (2.9) Số hạng thứ nhất của (2.9) biểu thị một sóng truyền về phía trước, hay sóng tiến hoặc sóng thuận có biên độ giảm theo hàm mũ tương ứng với khoảng cách truyền. Số hạng thứ hai(biểu thị sóng truyền theo hướng z âm hay sóng lùi hoặc sóng ngược có biên độ giảm khi z âm (khi thời gian tăng lên). Vì vậy mà ở các biểu thức trên ta sử dụng ký hiệu và cho biên độ của các sóng này. Như vậy chúng ta thấy rằng, sóng điện áp và sóng dòng điện tại một điểm z bất kỳ trên đường truyền đều là sự xếp chồng của hai sóng là sóng tới và sóng phản xạ. Biểu thức sóng điện áp trên đường dây (2.9) được viết dưới dạng hàm lượng giác như sau: (2.10) Ta biết rằng bước sóng được định nghĩa là khoảng cách một điểm trên sóng di chuyển giữahai điểm cực đại hoặc cực tiểu và tương đương với việc sóng di chuyển được một chu kỳ là 2π (hay khi pha có độ lệch là 2π) Vì vậy ta có: (2.11) Từ đây ta rút ra bước sóng trên đường dây là: 8
  13. (2.12) Suy ra hằng số pha: (2.13) Và vận tốc phacủa sóng được định nghĩa là tốc độ của một điểm cố định trên sóng di chuyển, được chobởi: (2.14) Mặt khác từ (2.3a) ta suy ra: (2.15) Áp dụng (2.8a) ta nhận được: (2.16a) Đặt , ta viết lại (2.19a): (2.16b) So sánh (2.16b) với (2.8b)ta rút ra được mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện trên đường dây như sau: (2.17) Ta gọi là trở kháng sóng hay trở kháng đặc tính của đường truyền và được xác định như sau: (2.18) Trở kháng đặc tính là một số phức, phụ thuộc vào cấu trúc vật lý của đường truyền sóng. Các biểu thức nhận được ở trên là các công thức tổng quát cho trường hợp đường truyền dẫn sóng thực tế có tổn hao, nghĩa là và . Xét trƣờng hợp đƣờng dây truyền sóng không tổn hao: Đối với trường hợp đường dây truyền sóng lý tưởng ta có: Thay vào (2.5), ta nhận được: 9
  14. (2.19) Suy ra: (2.20) Trở kháng đặc tính của đường truyền được xác định theo (2.18): (2.21) Nghiệm tổng quát của V và I trên đường dây truyền sóng không tổn hao, theo (2.8a) và (2.16b) sẽ có dạng: (2.22a) (2.22b) Bước sóng trong đường dây, theo (2.12) bằng: (2.23) Và vận tốc pha của sóng: (2.24) Các thông số thứ cấp Như đã trình bày trong mục (2.1.3), các thông số R, L, G, C là các thông số sơ cấp của đườngtruyền sóng vì chúng liên quan đến thông số của mạch điện tương đương cơ bản cho một vi phânđộ dài đường truyền. Tuy nhiên các thông số trên không thể hiện rõ các tham số đặc tính củaquá trình truyền sóng và không đo đạc được trực tiếp trên đường dây. Các thông số thứ cấp sau đây được suy ra từ các thông số sơ cấp trên, diễn tả khá đầy đủ đặctính truyền sóng và có thể đo trực tiếp nhờ các thiết bị đo chuyên dụng. Hằng số truyền lan Hằng số truyền lan sóng như được định nghĩa ở trên như sau: (2.25) vớiα là hệ số suy hao tính trên một đơn vị chiều dài, đơn vị [dB/m] hoặc [Np/m], β là hệ sốpha trên một đơn vị chiều dài, đơn vị [rad/m] hoặc [độ/m]. 10
  15. Hằng số phaβbiểu diễn độ biến thiên về góc pha của sóng khi lan truyền trên một đơn vịchiều dài đường truyền. Ta nhận thấy α và β đều biến thiên theo tần số tín hiệu. Trở kháng đặc tính Trở kháng đặc tính của đường truyền có quan hệ với các thông số sơ cấp qua biểu thức sau: (2.26) Ta thấy rằng cũng là một hàm của tần số. Vận tốc truyền sóng – Vận tốc pha Vận tốc truyền sóng hay vận tốc pha được định nghĩa là quãng đường sóng lan truyền dọc theođường truyền sóng trong một đơn vị thời gian. Vận tốc này cũng chính là vận tốc của một điểmcố định trên sóng di chuyển dọc theo đường truyền. Ký hiệu vận tốc truyền sóng là và đơn vịlà [m/s]. Như đã đề cập ở phần trên ta có: (2.27) vớiω là tần số góc của tín hiệu lan truyền, đơn vị [rad/s]. Vận tốc pha cũng là một hàm của tần số. Nếu tín hiệu đặt vào đầu đường dây gồm nhiều tần số khácnhau (chẳng hạn như tín hiệu xung, tín hiệu logic, sóng điều chế ) thì mỗi thành phần tần sốsẽ lan truyền với tốc độ khác nhau. Do đó các thành phần tần số này sẽ đến đầu kia của đườngtruyền ở những thời điểm khác nhau dẫn tới dãn rộng xung và méo dạng tín hiệu. Hiện tượngnày được gọi là tán xạ tần số (frequency dispersion). Thông thường, hiện tượng tán xạ tần số xảy ra trên các đường truyền có tổn hao, các đườngtruyền ghép hoặc các đường truyền không đồng nhất cấu trúc, vv sẽ gây ra méo dạng lớn. Hằng số thời gian hay thời gian trễ Hằng số thời gian hay thời gian trễ τ của một đường truyền sóng được định nghĩa là khoảng thờigian cần thiết để sóng lan truyền được một đơn vị chiều dài của đường truyền, đơn vị của τ là[s/m]. 11
  16. Từ định nghĩa, ta suy ra: (2.28) Như vậy, nhìn chung τ phụ thuộc vào tần số ω. 1.1.4. Hiện tƣợng phản xạ sóng trên đƣờng dây, hệ số phản xạ Như đã phân tích trong mục 2.1.3, điện áp và dòng điện tại một điểm z bất kỳ trênđường dây nhìn chung có thể được xem là tổng của một sóng tới và một sóng phản xạ.Sóng tới xuất phát từ nguồn tín hiệu đặt ở đầu vào đường dây đi về phía tải, còn sóng phảnxạ đi từ phía tải về nguồn do hiện tượng bất phối hợp trở kháng tại tải. Sóng phản xạ lan truyềnvới cùng vận tốc của sóng tới, có biên độ và pha không những phụ thuộc vào biên độ và pha củasóng tới mà còn vào mối tương quan giữa trở kháng tải và trở kháng đặc tính của đườngtruyền. Xétmối tương quan này trong các trường hợp cụ thể. Theo (2.8a), điện áptại tọa độ z bất kỳ có thể được viết: (2.29) Trong đó: - Đại diện cho sóng tới tại z. - Đại diện cho sóng phản xạ tại z. Ta định nghĩa: Hệ số phản xạ điện áp tại điểm z là tỷ số giữa sóng điện áp phản xạ vàsóng điện áp tới tại điểm z đó. (2.30) Trong biểu thức trên, và là các hằng số phức phụ thuộc vào điều kiện nguồn và tải, hệ số phảnxạ điện áp sẽ biến thiên theo tọa độ z bởi hệ số . Tại tải (z=0), hệ số phản xạ điện áp là: (2.31) Tại điểm tọa độ z bất kỳ, hệ số phản xạ điện áp có thể được viết là: 12
  17. (2.32) Như vậy ta có thể suy ra tại điểm z bất kỳ nào trên đường dây khi biết trước tạitải. Trong trường hợp tổng quát, đường truyền có tổn hao thì sẽ là một số phức, do đó cũng là một số phức. Vì vậy, các hệ số phản xạ điện áp này có thể đượcbiểu diễn bởi các điểm trên mặt phẳng phức . Viết lại (2.32). (2.33) Trong đó: - Là hệ sốthực phụ thuộc vào hệ số suy hao α và càng giảm khi tăng theochiều âm của z (lùi xa khỏi tải đi về phía nguồn). - Là hệ số phức có module đơn vị và góc pha tỷ lệ với hệ số pha βvà cànggiảm âm khi z di chuyển về phía nguồn ( tăng). Nhận xét: Khi di chuyển trên đường truyềnsóng từ tải về phía nguồn một khoảng cách , hệ số phản xạ điện áp sẽ di chuyển trên mộtquỹ tích hình xoáy trôn ốc trong mặt phẳng phức (Hình 1.4). Quỹ tích xuất phát từ điểm hệsố phản xạ tại tải và xoay theo chiều kim đồng hồ (hướng về nguồn) một góc với suy giảm module của vector theo hệ số . Hình 1.4:Biểu diễn sự biến thiên của hệ số phản xạ Γ theo α và . 13
  18. Đặc biệt nếu đường truyền sóng không tổn hao (α = 0) thì quỹ tích của là một vòng tròn tâm tại gốc tọa độ và đi qua điểm . Hệ số phảnxạ điện áp tại điểm z bất kỳ chỉ là sự quay pha của hệ số phản xạ điện áp tại tải . Dođó: Theo (2.33), góc xoay pha khi di chuyển khoảng cách là . Và theo (2.12), ta có thể biểu diễngóc xoay pha như sau: (2.34) Tương tự như hệ số phản xạ điện áp , ta cũng có thể định nghĩa hệ số phản xạ dòng điện trên đường truyền sóng: (2.35) Mặt khác, theo (2.17) ta có: (2.36) So sánh (2.36) với (2.30) ta rút ra: (2.37) Như vậy, hệ số phản xạ dòng điện lệch pha hệ số phản xạ điện áp Trong thực tế, hệ số phản xạ điện áp thường được sử dụng như hệ số phản xạ của đườngtruyền. Do đó khi nói đến hệ số phản xạ là ta ngầm hiểu đó là hệ số phản xạ điện áp: . 1.1.5. Hiện tƣợng sóng đứng và hệ số sóng đứng Hiện tƣợng sóng đứng Như đã đề cập ở các phần trước, sóng điện áp và dòng điện tại một điểm z bất kỳ trên đường dây đều được coi là tổng của sóng tới và sóng phản xạ. Với nguồn tín hiệu đơn sắc (đơn tần), các sóng tới và sóng phản xạ là các sóng hình sin lan truyền ngược chiều nhau. Điều này gây ra giao thoa sóng dọc theo đường truyền, kết quả là dọc theo đường truyền có những điểm biên độ sóng tổng (điện áp hoặc dòng điện) đạt cực đại được gọi là bụng sóng (anti-node) và sẽ có những điểm biên độ sóng đạt cực tiểu được gọi là nút 14
  19. sóng (node). Hiện tượng này gọi là hiện tượng sóng đứng (standing wave) trên đường dây. Để minh họa hiện tượng sóng đứng, chúng ta xét một đường truyền sóng không tổn hao, đầu cuối được kết thúc bằng một tải hở mạch tức . Sóng điện áp phản xạ sẽ có biên độ bằng sóng điện áp tới, và đều là các sóng điện áp hình sin cùng chu kỳ truyền theo hai hướng ngược chiều nhau của trục z. Hình 1.5: Minh họa sóng tới, sóng phản xạ và sóng tổng. Tại thời điểm Hai sóng tới và sóng phản xạ có phân bố theoz như trên hình 1.5(a).Chúng là các sóng hình sin có độ lệch pha so với nhau là 2kπ. Do đó sóng điện áp tổngđạt biên độ cực đại. Tại thời điểm (một phần tƣ chu kỳ sau) Sóng tới sẽ lan truyền theo chiềutăng của z một đoạn đường bằng λ/4, trong khi sóng phản xạ cũng lan truyền theo chiềugiảm của z một đoạn đường tương tự. Kết quả là sóng tới và sóng phản xạ lệch pha nhaumột lượng (2k + 1)π, dẫn tới sóng tổng bị triệt tiêu (Hình 1.5(b)). Tại thời điểm (một nửa chu kỳ sau ) 15
  20. Lập luận như trên ta có sóng tổng đạtbiên độ cực đại như trường hợp (Hình 1.5(c)). Hình 1.6: Minh họa sóng đứng. Tóm lại, sự phân bố điện áp của sóng tổng dọc theo chiều dài đường dây và sựbiến thiên của chúng theo thời gian được vẽ ở hình 1.6. Lúc này ta có thể thấy rõ hiện tượng sóng đứng. Tacó nhận xét như sau: Có những điểm cố định trên đường dây mà tại đó điện áp biến thiên trong phạm vi cựcđại. Đó là điểm bụng sóng (anti-node) Có những điểm cố định trên đường dây mà tại đó điện áp luôn bị triệt tiêu hoặc biến thiêntrong phạm vi nhỏ. Đó là các điểm nút (node). Hệ số sóng đứng Nếu tải được phối hợp với đường truyền, Γ = 0 và biên độ điện áp trên đường dây là , là một hằng số. Một đường truyền như vậy đôi khi được gọi là "phẳng". Tuy nhiên, khi tảikhông được phối hợp trở kháng thì sẽ có mặt sóng phản xạ và dẫn tới sóng đứng ở đó biên độđiện áp không còn là một hằng số nữa. Với (2.31) và (2.17) ta có thể viết lại (2.7) như sau: (2.49a) (2.49b) Suy ra (2.50) 16
  21. Ở đây là khoảng cách dương được đo từ tải tại z= 0, và θ là pha của hệ số phản xạ ( ). Kết quả này chỉ ra rằng biên độ điện áp dao động theo vị trí z dọc theo đườngtruyền. Giá trị cực đại xuất hiện khi số hạng pha , và được cho bởi: (2.51) Giá trị cực tiểu xuất hiện khi số hạng pha , và được cho bởi: (2.52) Tương tự ta rút ra : (2.53) (2.54) Khi Γtăng, tỷ số giữa và tăng vì vậy một số đo độ bất phối hợp trở kháng của mộtđường truyền gọi là hệ số sóng đứng (SWR) có thể được định nghĩa như sau: (2.55) Đại lượng này còn được gọi là hệ số sóng đứng điện áp, và đôi khi được viết tắt là VSWR. Từ (2.55) ta thấy rằng SWR là một số thực nằm trong dải 1 ≤ SWR ≤ ∞, ở đây SWR=1 ngụ ýtải phối hợp với đường truyền. Nhận xét: Từ (2.50) có thể thấy rằng khoảng cách giữa hai điểm điện áp cực đại (hay cực tiểu) liên tiếp là =2 /2 = / = 2. Khoảng cách giữa một điểm cực đại và một điểm cực tiểu là =π/ = /4, trong đó λlà bước sóng trên đường dây. Tại điểm bụng điện áp và điểm nút dòng điện có biên độ điện áp đạt cực đại có biên độ dòng điện cực tiểu và tại điểm đó có: (2.56) Nếu lấy chuẩn hóa theo trở kháng đặc tính của đường truyền thì: 17
  22. (2.57) Tại điểm nút điện áp và bụng dòng điện có biên độ điện áp cực tiểu và biên độ dòng điện đạt cực đại và tại điểm đó có: (2.58) Lấy chuẩn hóa theo trở kháng đặc tính của đường truyền thì: (2.59) Từ (2.59) ta thấy trở kháng đường dây chuẩn hóa tại điểm nút điện áp, bụng dòng điện sẽ manggiá trị thực dương và bằng nghịch đảo của hệ số sóng đứng S trên đường dây. Mặt khác từ (2.57) và (2.58) ta nhận thấy rằng trở kháng đường dây chuẩn hóa tại điểm bụng điện áp, nút dòng điện bằng nghịch đảo của trở kháng đường dây chuẩn hóa tạiđiểm nút điện áp, bụng dòng điện cách đó một khoảng kλ/4. Ta viết ở dạng tổng quát như sau: (2.60) 1.2. Đồ thị Smith Trong kỹ thuật siêu cao tần, các bài toán phân tích và thiết kế các mạch điện hoạt động ở tầnsố siêu cao thuờng dẫn tới việc giải các hệ phương trình rất phức tạp.Để đơn giản hóa việc tính toán, phép giải bằng đồ thị tỏ ra khá hiệu quả và nhanh chóng.Mặc dù kết quả có thể chưa đạt độ chính xác cao nhưng phép giải bằng đồ thị không những đơngiản mà còn giúp người thiết kế thực hiện các phép tính bằng những động tác biến đổi rất tượnghình, dễ hiểu. Kiểu đồ thị được biết đến nhiều nhất và được sử dụng rộng rãi trong lĩnh vực vô tuyến và siêu cao tần là dạng đồ thị hệ số phản xạ - trở kháng đường truyền được xây dựng bởi Phillip H. Smith tại Bell Telephone Laboratories vào năm 1939 và được gọi là đồ thị Smith (Hình 1.7). Biểu đồ này làm giảm nhẹ đáng kể các tính toán về đường truyền. Tuy rằng máy tính đã phát triển với sự hỗ trợ tính toán mạnh mẽ nhưng biểu đồ này vẫn rất thuận tiện cho tính 18
  23. toán thông thường và kiểm nghiệm lý thuyết. Ngày nay biểu đồ Smith là một phần của thiết kế máy tính (CAD) với phần mềm thiết kế siêu cao tần. Nhờ có nó ta có thể dẽ dàng tính toán, hiểu được mạch lọc đường truyền siêu cao tần, dễ dàng giải quyết các công việc của kỹ thuật siêu cao tần như vấn đề phối hợp trở kháng, Hình 1.7: Đồ thị Smith. Khi mới nhìn vào đồ thị Smith ở hình 1.7 có thể thấy rất khó hiểu nhưng chìa khóađể dễ dàng hiểu được nó là ta nhận thức rằng đó là đồ thị tọa độ cực biểu diễn hệ số phản xạđiện áp . Ta hãy biểu diễn hệ số phản xạ có độ lớn và pha theo dạng . Khi đó độ lớn được vẽ với bán kính ( ) từ tâm của đồ thị vàgóc θ được đo từđầu mút phải của đường kính nằm ngang. Bất kỳ một hệ số phản xạ nào có độ lớn đềucó thể được vẽ thành một điểm duy nhất trên đồ thị Smith. Sự tiện dụng thực sự của đồ thị Smith là ở chỗ nó có thể được sử dụng để chuyển đổi cáchệ số phản xạ sang trở kháng chuẩn hóa (hay dẫn nạp chuẩn hóa) và ngược lại nhờ sử dụng cácđường tròn trở kháng (hay dẫn nạp) in trên đồ thị. Khi làm việc với trở kháng trên đồ thị Smith,các đại lượng chuẩn hóa 19
  24. được sử dụng và chúng ta sẽ ký hiệu bằng chữ thường. Hằng số chuẩnhóa thường là trở kháng đặc tính của đường truyền sóng. 1.2.1. Cơ sở của đồ thị Smith Một cách tổng quát đồ thị Smith được xây dựng dựa trên mối quan hệ giữa hệ số phản xạΓ(z) và trở kháng Z(z) tại một điểm z bất kỳ nào đó trên đường dây truyền sóng. Trở kháng đường dây tại điểm zđược tính như sau: (2.61) Sau khi được chuẩn hóa theo trở kháng đặc tính của đường truyền sóng , = Z (z)/ trở thành: (2.62) và hệ số phản xạ tại z: (2.63) Để đơn giản trong ký hiệu, từ nay ta bỏ đi ký hiệu z và coi Γ, Z đại diện cho hệ số phản xạ,trở kháng sóng tại điểm z trên đường dây và z đại điện cho trở kháng chuẩn hóa của đường dâytại z và ta viết lại mối quan hệ giữa hai đại lượng này như sau: (2.64) Quan hệ này đại diện cho ánh xạ giữa mặt phẳng trở kháng phức z và mặt phẳng hệ số phản xạphức Γ, như chỉ ra trên hình 1.8. Hình 1.8: Ánh xạ giữa mặt phẳng z và mặt phẳng Γ. 20
  25. Một trở kháng phức z = r + jx với điện trở dương (r > 0) được ánh xạ vào một điểm Γ nằm trong vòng tròn đơn vị trên mặt phẳng Γ, tức là thỏa mãn |Γ| 0. Tương tự, một đườngdây thuần kháng z = jx (một đường nằm ngang trong mặt phẳng z - Hình 1.10) được ánh xạ vàomột vòng tròn trên mặt phẳng Γ (một phần đường tròn này nằm trong vòng tròn đơn vị). Đồ thịSmith là một minh họa bằng đồ thị mặt phẳng Γ với một lưới gồm nhiều đường cong các vòng tròn điện trở và điện kháng có giá trị hằng nằm trong vòng tròn đơn vị. Hình 1.9: Ánh xạ r giữa mặt phẳng z và mặt phẳng Γ. Hình 1.10: Ánh xạ x giữa mặt phẳng z và mặt phẳng Γ. Bất kỳ một điểm hệ số phản xạ Γnào rơi vào giao điểm của một vòng tròn điện trở vàmột vòng tròn điện kháng (r, x) thì giá trị trở kháng tương ứng có thể được đọc trực tiếp thànhz = r + jx. Trái lại, khi cho z = r + jx và tìm 21
  26. giao điểm của các đường tròn (r, x) thì điểmphức Γ có thể được định vị và giá trị của nó được đọc từ các tọa độ cực hoặc tọa độ đề các. 1.2.2. Các đồ thị vòng tròn Từ các biểu thức quan hệ giữa z và Γ, chúng ta có thể xác định được phương trình biểu diễn các vòng tròn đẳng điện trở và đẳng điện kháng trên đồ thị Smith như sau: (2.65) (2.66) Hay ta có thể viết lại các phương trình (2.65) và (2.66) dưới dạng phương trình đường tròn quenthuộc trong chương trình toán phổ thông như sau: (2.67) (2.68) Vậy mỗi vòng tròn đẳng r là một vòng tròn trong mặt phẳng phức Γ có: Tâm tại Bán kính Hình 2.12 biểu diễn các đường tròn đẳng r với các giá trị r khác nhau. Thực tế r của đường dâyluôn dương hoặc bằng 0 nên ở đây ta chỉ xét họ các vòng tròn đẳng r với 0 ≤ r < ∞. Ta có những nhận xét sau: Khi r = 0 đường tròn r = 0 có tâm tại (0,0) bán kính đơn vị (1). Đây là đường tròn có tâm tại gốc tọa độ của mặt phẳng phức Γ và bán kính là 1. tất cả các giá trị của hệ số phản xạ trên đường tròn này đều tương ứng với trở kháng đường dây là thuần kháng (đoạn nối tắt, hở mạch, dung kháng hoặc cảm kháng) với thành phần điện trở bị triệt tiêu. Ta có 22
  27. thể kiểm chứng được rằng trong điều kiện trở kháng đường dây là thuần kháng hoặc bằng 0 (hay ∞) thì |Γ| = 1. Khi r = 1 (R = ), ta có đường tròn đẳng r = 1 đi qua gốc tọa độ của Γ có tâm (0.5,0) và bán kính 0.5. Đường tròn này có tâm nằm trên trục hoành , hoành độ 0.5, bán kính 0.5. Ta nói rằng mọi điểm hệ số phản xạ Γ nằm trên vòng tròn đều tương ứng với trở kháng đường dây có phần thực R đúng bằng trở kháng chuẩn hóa . Khi r → ∞, đường tròn tươngứng có tâm tại (1,0) bán kính 0. Đường tròn đẳng r → ∞ biến thành một điểm trong mặt phẳng phức Γ nằm tại tọa độ (1,0) nghĩa là tại Γ=+1. Đây là điểm tương ứng với trở kháng là một hở mạch. Tâm của các đường tròn điện trở nằm trên một nửa dương của trục thực trên mặt phẳngΓvà nằm trong khoảng 0 ≤ Γ ≤ 1. Khi r = 0, đường tròn điện trở là cả vòng tròn tâm nằm tạiΓ = 0. Khi r tăng, bán kính trở nên nhỏ dần và tâm đường tròn này di chuyển về phía Γ = 1.Tâm các đường tròn điện kháng nằm trên tiếp tuyến của đường tròn đơn vị tại Γ = 1. Hình 1.11: Các vòng tròn đẳng r trong mặt phẳng phức Γ. Bây giờ, cũng tương tự như các vòng tròn đẳng r, các vòng tròn đẳng x có phương trình(2.68) được vẽ trên hình 1.11 với các giá trị |x| = 0.5; 1; 2. Lưu ý rằng trong khi giá trị của rluôn dương (r ≥ 0) thì x là giá trị điện kháng và có thể âm hoặc dương. Giá trị dương tương ứngvới thành phần cảm kháng còn âm tương ứng với thành phần dung kháng. Vì vậy trong phươngtrình trên 23
  28. giá trị bán kính lấy theo giá trị tuyệt đối của x. Phương trình (2.68) cho thấy khi x làmột hằng số nó sẽ trở thành một phương trình đường tròn có: Tâm tại Bán kính Ta nhận thấy rằng tâm của các các vòng tròn đẳng x luôn nằm trên một đường thẳng tiếp tuyến với vòng tròn đơn vị tại điểm Γ = +1 (Hình 1.12). Ngoài ra mọi đường tròn đẳng x luôn đi qua điểm (1,0) trong mặt phẳng phức Γ. Mặt khác do hệ số phản xạ trên đường truyền (tải thụ động) |Γ| ≤ 1 nên ta chỉ vẽ các phần của đường tròn đẳng x nằm trong vòng tròn đơn vị tức |Γ| = 1. Hình 1.12: Các vòng tròn đẳng x trong mặt phẳng phức Γ. Các vòng tròn đẳng x đáng chú ý gồm : Khi x = 0 thì vòng tròn đẳng x có tâm tại (1, ∞) và bán kính ∞. Lúc này đường tròn đẳng x = 0 biến thành một đường thẳng và nằm trên trục hoành của mặt phẳng phức Γ. Thật vậy, với trở kháng đường dây là thuần trở thì hệ số phản xạ Γ trở thành số thực. Khi x → ∞ vòng tròn đẳng x này có tâm tại (1,0), bán kính 0. Đường tròn đẳng x → ∞ biến thành một điểm nằm tại điểm (1,0) trong mặt phẳng phức Γ, nghĩa là tại điểm = +1. Điểm này ứng với trở kháng tải là một hở mạch. 24
  29. Với các giá trị điện khángx trái dấu, các đường tròn đẳng |x| tương ứng sẽ đối xứng nhauqua trục hoành. Hình 1.13: Vòng tròn đẳng điện trở và điện kháng trên cùng đồ thị. Vòng tròn đẳng | | Trong mặt phẳng người ta cũng có thể vẽ họ đường tròn đẳng | | là những vòng tròn đồng tâm, có tâm điểm đặt tại gốc toạ độ ( ), có bán kính là | | nhận các giá trị từ 0 đến 1. Vòng tròn | |=0 trùng với điểm gốc toạ độ, còn vòng tròn | |=1 trùng với vòng tròn đẳng r=0vòng tròn ngoài cùng(Hình 1.13). Các giá trị của góc biểu diễn véc tơ trong mặt phẳng phức được khắc trên chu vi của đồ thị Smith. Gốc để tính là trục thực , chiều dương của là chiều ngược với chiều chuyển động của kim đồng hồ, còn chiều âm là chiều chuyển động thuận của kim đồng hồ. Vòng tròn đẳng S Các đường tròn đẳng S (hệ số sóng đứng) hay đẳng 1/S (hệ số sóng chạy) cũng là những đường tròn đồng tâm giống như các đường đẳng | | nhưng giá trị cụ thể của S (hay 1/S) được xác định tuỳ theo | |, theo công thức: (2.69) (2.70) Để thuận tiện cho việc đọc các giá trị của S (hay 1/S), trên trục hoành người ta không khắc độ theo giá trị của S. Điểm gốc toạ độ (ứng với | |=0) sẽ 25
  30. tương ứng với S=1 (đường tròn đẳng S=1). Khi | | lấy các giá trị từ 0 đến 1 thì S sẽ nhận giá trị từ 1 đến . Trong khoảng 0 1 của trục thực, người ta khắc độ theoS với các giá trị S từ 1 . Như vậy vòng tròn ngoài cùng (| |=1) sẽ ứng với vòng tròn S= . i 90 0 S 1 S 0 S 7 S 3 S 1,6 90 0 180 0 S 1 0 0 0 180 0 0,25 0,5 0,75 1 r 0,25 0,5 0,75 1 0 90 Hình 1.14:Các vòng tròn đẳng | | và đẳng S. Vì các đường tròn đẳng S có tâm là gốc toạ độ nên việc xác định 1/S chỉ là phép lấy đối xứng qua tâm. Như vậy, nửa bên trái của trục thực sẽ được khắc độ theo 1/S. Vòng tròn ngoài cùng sẽ là vòng tròn 1/S = 0, còn điểm góc toạ độ sẽ là vòng tròn 1/S = 1. Ngoài ra, để thuận tiện cho tính toán người ta còn bổ sung một thang giá trị khắc độ theo / trên chu vi của đồ thị. Bởi vì phân bố sóng đứng trên đường dây được lặp lại theo chu kỳ / 2 nên việc khắc độ / theo chu vi vòng tròn ngoài cũng được thực hiện từ / = 0 đến / = 0,5. 1.3. Kỹ thuật phối hợp trở kháng và điều chỉnh phối hợp trở kháng Phối hợp trở kháng, một vấn đề luônlà một phần trong quá trình thiết kế một phần tử hay hệ thống vi ba. Ý tưởng cơ bản của phốihợp trở kháng minh họa trên hình 1.15 cho thấy một mạng phối hợp trở kháng đặt giữa một trởkháng tải và một đường truyền. Một mạng phối hợp lý tưởng phải là một mạng không có tổnhao nhằm tránh mất mát công suất không cần thiết và thường được thiết kế sao cho trở khángnhìn vào mạng phối hợp là . Khi đó các phản xạ bị loại trừ trên đường truyền về phía bên tráicủa mạng phối hợp, 26
  31. mặc dù có đa phản xạ giữa mạng phối hợp và tải. Quá trình này còn đượcgọi là "tuning - điều chỉnh". Phối hợp trở kháng rất quan trọng vì những lý do sau: Hình 1.15: Mạng không tổn hao phối hợp một tải với một đường truyền. Công suất tối đa được phát đi khi tải được phối hợp với đường truyền (giả thiết là nguồn được phối hợp), và tổn hao công suất trên đường cấp (feed line) được giảm tối đa. Phối hợp trở kháng các phần tử nhạy cảm của máy thu (như anten, bộ khuếch đại nhiễu thấp vv ) cải thiện tỷ số tín hiệu trên nhiễu của hệ thống. Phối hợp trở kháng trong một mạng phân phối công suất (như mạng cấp cho mảng anten) sẽ giảm các lỗi về biên độ và pha. Miễn là trở kháng tải ( ) có phần thực khác 0 thì ta luôn có thể xác định được một mạng phốihợp. 1.3.1. Phối hợp trở kháng bằng các phần tử tập trung Có lẽ loại mạch phối hợp trở kháng đơn giản nhất là đoạn mạch hình chữ L sử dụng hai phần tửthuần kháng để phối hợp một tải bất kỳ với đường truyền. Có hai cấu hình cho mạng này như trình bày trên hình 1.16. Hình 1.16: Mạng phối hợp hình L. (a) Mạng được dùng khi nằm trong vòng tròn 1+ jx. (b) Mạng được dùng khi nằm ngoài vòng tròn 1 + jx. Nếu trở kháng tải chuẩn hóa nằm bên trong vòng tròn 1 + jx trên đồ thị Smiththì mạch điện trên hình 1.16(a) được sử dụng. Còn nếu trở 27
  32. kháng tải chuẩn hóa nằm ngoài vòngtròn 1+ jx trên đồ thị Smith thì mạch điện trên hình 1.16(b) cần được sử dụng. Vòng tròn 1+ jxlà vòng tròn điện trở trên đồ thị Smith có r = 1. Trong cả hai cấu hình trên hình 1.16, các phần tử thuần kháng có thể là các cuộn cảm haytụ điện tùy thuộc vào trở kháng tải. Vì thế, có tám khả năng khác nhau cho mạch phối hợp đốivới nhiều loại trở kháng tải khác nhau. Nếu tần số là đủ thấp và/hoặc kích thước mạch là đủ nhỏthì các phần tử tập trung như cuộn cảm hay tụ điện có thể được sử dụng. Cấu hình này khả thiđối với các tần số lên tới 1GHz mặc dù các mạch tích hợp cao tần hiện đại có thể đủ nhỏ đểcho các phần tử tập trung có thể được sử dụng ở các tần số cao hơn. Tuy nhiên có một phạm virộng các tần số và kích thước mạch ở đó các phần tử tập trung không thể thực hiện được. Đây làhạn chế của kỹ thuật phối hợp trở kháng sử dụng đoạn mạch L. 1.3.2. Mạch điều chỉnh phối hợp trở kháng dùng một dây chêm Kỹ thuật phối hợp sử dụng một đoạn đường truyền ngắn mạchhoặc hở mạch (gọi là "dây chêm") kết nối song song hoặc nối tiếp với đường truyền chính ở mộtkhoảng cách nhất định kể từ tải như trình bày trên hình 2.18. Một mạch điều chỉnh như vậy rấtthuận tiện nhìn từ khía cạnh chế tạo mạch cao tần do các phần tử tập trung không cần thiết. Đặcbiệt dây chêm điều chỉnh song song rất dễ chế tạo dưới dạng đường truyền vi dải hoặc đườngtruyền dải. Hơn nữa, phương pháp phối hợp này dễ điều chỉnh và có dải tần hoạt động khá lớnso với phương pháp trên. Trong mạch điều chỉnh một dây chêm, hai tham số có thể điều chỉnhđược là khoảng cách d từ tải tới vị trí dây chêm và trị số của điện nạp hay điện kháng tạo ra bởidây chêm song song hoặc nối tiếp. Đối với trường hợp dây chêm song song, ý tưởng cơ bản làchọn d sao cho dẫn nạp Y nhìn vào đường dây ở khoảng cách d tính từ tải phải có dạng . 28
  33. Hình 1.17: Các mạch điều chỉnh phối hợp dùng dây chêm đơn. (a) Dây chêm song song ; (b) Dây chêm nối tiếp Khi đó điện nạp do dây chêm tạo ra được chọn là −jB, dẫn tới trạng thái phối hợp trở kháng.Đối với trường hợp dây chêm nối tiếp, khoảng cách d được chọn sao cho trở kháng Z nhìn vàođường dây ở khoảng cách d tính từ tải có dạng + jX . Khi đó điện kháng của dây chêm đượcchọn là −jX dẫn tới trạng thái phối hợp trở kháng. Nếu ta phân tích theo các trị số chuẩn hóa thì: Nếu tải có dẫn nạp chuẩn hóa có phần thực bằng 1, phần ảo có giátrị bất kỳ thì dây chêm sẽ được mắc ngay tại tải. Dây chêm cần phải có độ dài sao chogiá trị thuần nạp (do đầu cuối hở mạch hoặc ngắn mạch) . Khi đó tổng dẫn nạp : (2.77) Nghĩa là khi đó do đó có phối hợp trở kháng với đường dây. Nếu dẫn nạp tải chuẩn hóa (dây chêm song song) có phần thực ta sẽ di chuyển điểm khảo sát trên đường dây truyền sóng chính từ tải về nguồn một quãng là d sao cho dẫn nạp chuẩn hóa nhìn vào từ điểm này là . Mắc dây chêm có dẫn nạp chuẩn hóa vào ngay vị trí này trên đường dây chính và chọn chiều dài của dây chêm sao cho . Khi đó dẫn nạp tổng sẽ là: (2.78) Nghĩa là ta đã đạt được phối hợp trở kháng giữa tải và đường dây chính. 29
  34. Nếu trở kháng tải chuẩn hóa (dây chêm nối tiếp) có phần thực 6 ta sẽ di chuyểnđiểm khảo sát trên đường dây truyền sóng chính từ tải về nguồn một quãng là d sao chotrở kháng chuẩn hóa nhìn vào từ điểm này là . Mắc dây chêm có trở kháng vào ngay vị trí này sao cho . Khi đó trở kháng tổng sẽ là: (2.79) Nếu dây chêm có điện trở đặc tính thì điều kiện phối hợp trở kháng (2.77) và(2.78) trở thành: (2.80) Với: là giá trị tuyệt đối của điện nạp của đường dây chính tại khoảng cách d kể từ tải, = − là giá trị tuyệt đối của điện nạp vào của dây chêm. Lúc này không thể tínhtoán trên giá trị chuẩn hóa được do các điện trở đặc tính khác nhau. Độ dài thích hợp của một đường truyền hở mạch hay ngắnmạch có thể tạo ra bất kỳ một giá trị điện kháng hay điện nạp mà ta mong muốn. Đối với mộtđiện nạp hay điện kháng đã cho, sự khác biệt về độ dài của dây chêm hở mạch và ngắn mạch làλ/4. Với một môi trường truyền dẫn chẳng hạn như đường truyền dải hay vi dải, các dây chêmhở mạch dễ chế tạo hơn vì khi này ta không cần khoan 1 lỗ đi dây via nối đất qua lớp điện môi.Tuy nhiên, đối với cáp đồng trục hay ống dẫn sóng thì các dây chêm ngắn mạch thường đượcchọn do diện tích mặt cắt tiết diện của một đường dây hở mạch như vậy có thể đủ lớn (về mặtđiện) để gây bức xạ và trong trường hợp như vậy dây chêm không còn là thuần kháng nữa. 1.3.3. Điều chỉnh phối hợp trở kháng hai dây chêm Các mạch điều chỉnh phối hợp trở kháng dùng một dây chêm trình bày trong phần trước có thểphối hợp bất cứ một trở kháng tải nào (miễn là nó có phần thực khác không) với một đườngtruyền, nhưng có một nhược điểm là đòi hỏi độ dài đường truyền d giữa tải và dây chêm phảicó thể điều chỉnh được tùy theo trở kháng tải. Điều này có thể không thành vấn đề đối với mộtmạch phối hợp cố định nhưng sẽ có thể đặt ra một số khó khăn nếu một 30
  35. mạch phối hợp yêu cầucó thể khả năng điều chỉnh được. Trong trường hợp này, mạch điều chỉnh phối hợp trở khángdây chêm kép (sử dụng hai dây chêm ở vị trí cố định) có thể được sử dụng. Các mạch điều chỉnhnhư vậy thường được chế tạo ở dạng cáp đồng trục với các dây chêm có thể điều chỉnh được nốisong song với đường dây đồng trục chính. Tuy nhiên, chúng ta sẽ thấy rằng mạch điều chỉnh dâychêm kép không thể phối hợp tất cả các trở kháng tải. Mạch điều chỉnh phối hợp dây chêm képđược trình bày trên hình 1.18(a), trong đó tải có thể ở một khoảng cách bất kỳ kể từ dây chêm đầutiên. Mặc dù trường hợp này thường gặp trong thực tế hơn nhưng mạch điện của hình 1.18(b) (ởđó tải đã được chuyển đổi về vị trí của dây chêm đầu tiên) dễ làm việc hơn mà không mất đitính tổng quát. Hình 1.18: Mạch phối hợp dây chêm kép. (a) Mạch ban đầu có tải ở khoảng cách bất kỳ kể từ dây chêm thứ nhất (b) Mạch tương đương có tải nằm tại dây chêm thứ nhất. 1.3.4. Phối hợp trở kháng với đoạn dây một phần tƣ bƣớc sóng Kỹ thuật này thường sử dụng với các tải có trở kháng thực. Rc RX RL d=λ/4 Hình 1.19: Mạch phối hợp λ/4 ; ; ; rL,d= ; RL,d= rL,dRx cuối cùng ta được Rx= 31
  36. CHƢƠNG 2 NGHIÊN CỨU, THIẾT KẾ VÀ CHẾ TẠO BÔ KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT HOẠT ĐỘNG TẠI BĂNG TẦN S 2.1. Mở đầu. Khác với tần số thấp, các thiết kế ở dải tần số siêu cao đòi hỏi người thiết kế phải quan tâm đến rất nhiều tham số kỹ thuật của bộ khuếch đại. Tuy nhiên, tùy vào từng loại linh kiện cũng như tùy vào từng yêu cầu thiết kế mà người ta có thể đưa ra nhiều phương án khác nhau và chọn phương án tốt nhất phù hợp nhất. Hơn nữa, người kỹ sư cũng phải đặc biệt quan tâm đến các ảnh hưởng của thành phần tụ ký sinh, điện dung ký sinh, vì những thành phần này có thể gây tác động xấu lên các tham số thiết kế của bộ khuếch đại. Nhưng việc loại bỏ hoàn toàn các thành phần tụ ký sinh là điều không thể, chính vì thế người ta coi các thành phần ký sinh như các phần tử trong mạch điện để có thể kiểm soát các thiết kế một cách dễ dàng hơn. Trước đây, khi mà các phương pháp mô phỏng và mô hình hóa chưa phát triển thì các thiết kế khuếch đại cao tần phần lớn bỏ qua các tham số chi tiết của linh kiện. Thay vào đó, người ta đưa ra tham số ma trận tán xạ S cho phép mô tả tham số của linh kiện trên một dải tần số nhất định nào đó (hệ số phản xạ, hệ số truyền, hệ số tạp âm, ). Nhờ thế mà việc tính toán các thông số của linh kiện trở nên đơn giản và dễ dàng hơn nhiều, tuy nhiên người thiết kế cũng gặp một vấn đề nan giải đó là khi muốn ngoại suy thiết kế ở các dải tần không có trong tham số S của tranzitor. Ngoài ra, người thiết kế cũng cần phải chú ý tới chế độ phân áp của linh kiện vì giá trị ma trận tán xạ sẽ thay đổi tùy theo chế độ dòng và điện áp phân cực này. 2.2. Khuếch đại công suất cao tần. Đây là khối mạch không thể thiếu trong truyền dẫn sóng điện từ qua anten. Việc thiết kế khối này bao gồm việc chọn và ổn định điểm làm việc tĩnh cho transistor, đo lường các tham số S, thiết kế mạc dải cho phối hợp trở kháng lối 32
  37. vào và lối ra, đo lường các thông số kĩ thuật của mạch. Sơ đò khối cơ bản của mạch khuếch đain được chỉ ra trong hình 2.1 Hình 2.1: Mô hình khuếch đại công suất Hoạt động của các phần tử tại tần số cao tần cần được phân tích sử dụng các tham số về tán xạ [S] (scattering). Các tham số này được xác định theo các sóng đứng tương ứng. Việc thiết kế một bộ khuếch đại cao tần thường theo những mục đích sau: - Hệ số khuếch đại công suất cực đại - Tầng đầu tiên có noise figure nhỏ. Điều này yêu cầu trở kháng nguồn sz cụ thể. Giá trị sz tối ưu cho noise figure thấp nhất được cho bởi các nhà sản xuất transistor. - Hệ số khuếch đại ổn định, nghĩa là không có dao động. - Hệ số khuếch đại thích hợp và đồng đều trên một khoảng băng tần nhất định. - Đáp ứng pha là hàm tuyến tính theo w (không méo, chỉ có trễ nhóm) - Không nhạy với những thay đổi nhỏ của các tham số Sij Các bộ phận để phối hợp trở kháng lối vào và lối ra cho mạch transistor (Input/Output matching circuit). Hệ số khuếch đại tỏng cộng GT=Gs.G0.GL Với Gs, G0, GL là hệ số khuếch đại chỉ ra trong hình 4. ΓS , ΓL là các hệ số tại nguồn và tại tải 33
  38. 2.3.Thiết kế, mô phỏng và chế tạo bộ khuếch đại công suất.  Yêu cầu: Thiết kế mạch khuếch đại công suất cao tần 45W, hoạt động ở tấn số 2.45 Ghz 2.3.1. Mạch AH201. Vì muốn các mạch khuếch đại hoạt động với công suất cao hơn ta sẽthêm tầng kích sử dụng AH201. Mạch AH201 là mạch được sử dụng như là tầng kích với công suất 1W để kích cho các mạch khuếch đại công suất có thể hoạt động ở tầng công suất cao hơn. Function Pin No. Input 2 Output/Bias 9 Ground 1, 3, 5, 6 Ground 7, 8, 9 Not Connected 4 (Do not ground) Hình 2.2: Sơ đồ chân của AH201 Hình 2.3: Sơ đồ nguyên lí mạch AH201 34
  39. 2.3.2. Transistor PTFA240451E Transistor PTFA240451E có dải tần phù hợp với băng tần S, hệ số khuếch đại lớn thích hợp dùng chế tạo các mạch khuếch đại công suất cao tần. Thermally-Enhanced High Power RF LDMOS FET 45 W, 2420 – 2480 MHz Bảng 2: Giá trị trở kháng theo từng tần số 35
  40. Broadband Circuit Impedance Hình 2.4:Các giá trị được biểu diễn trên biểu đồ Smith Tại tần số 2.45 Ghz ta có trở kháng lối vào và trở kháng lối ra của transistor Zin=18.3 – j*19.18 Zout=6.61 – j*2.17 2.3.3. Phƣơng pháp phối hợp trở kháng Có rất nhiều phương pháp phối hợp trở kháng khác nhau như: phần tử tập chung, dây chêm nối tiếp, dây chêm song song, λ/4 Nhưng qua thực nghiệm, em quyết định chọn phương pháp sử dụng đoạn λ/4 vì nó thường cho kết quả chính xác, ổn định với hệ số khuếch đại cao hơn so với các cách còn lại. Hình 2.5:Sơ đồ phối hợp trở kháng sử dụng đoạn λ/4 Đoạn dây λ/4 chỉ có thể sử dụng để phối hợp các giá trị trở kháng tải thực với đường truyền. Trong trường hợp này trở kháng tải là ảo do đó chúng ta phải sử dụng đoạn dây d có trở kháng đặc trưng Zo để đưa ZL về một giá trị trở kháng thực sau đó mới sử dụng các đoạn λ/4 để phối hợp nó với đường truyền 36
  41. 2.3.4.Tính toán, mô phỏng và thiết kế.  Phối hợp trở kháng lối vào. Zin=18.3 – j*19.18Ω Trước hết, xác định giá trị chuẩn hoá của tảita dùng công cụ Smith chart Nhập giá trị Zin =18.3 – j*19.18Ω vào công cụ ta được: Hinh 2.6: Giá trị chuẩn hóa của tải Tiếp theo đưa về tải có trở kháng thực, ta thêm một đoạn trở kháng rồi dùng chuột di chuyển giá trị tải chuẩn hóa một đoạn sao cho ta xác định được giá trị trở kháng thực 37
  42. Hinh 2.7: Kết quả tính toán bằng công cụ Smith chart phối hợp trở kháng lối vào Từ công cụ Smith chart ta xác định được các giá trịphối hợp trở kháng lối vào. RL=10.411 (trở kháng thực) với Z0=26 Ω, EEff=45.769 deg Sau đó sử dụng Broadband impedance matching để tính toán, nhập các giá trị vừa tìm được ở trên vào ta được: 38
  43. Hình 2.8: Broadband impedance matching Ở đây em chọn N=2 phù hợp với băng rộng để lựa chọn trở kháng Ta có: Z1= 33.775409 Ω Z2=15.412101 Ω Vì Z1 và Z2 là trở kháng thực ta xác định được góc EEff đều = 90 deg Từ kết quả tính toán trở kháng lối vào của transistor PTFA240451E, ta sẽ mô phỏng mạch thực tế bằng phần mềm Advanced Desgin system (ADS) – đây là phần mềm thiết kế chuyên dụng trong lĩnh vực siêu cao tần. Các giá trị lý thuyết Z0,Z1 và Z2 được quy đổi ra các giá trị độ rộng (W), và chiều dài (L) các đoạn dây của mạch dải thông qua công cụ LineCalc của phần mềm ADS. 39
  44. Hình 2.9: Kết quả tính toán đoạn dây chêm phối hợp trở kháng lối vào dùng công cụ LineCalc củaADS2009 Hình 2.10: Mô phỏng phối hợp trở kháng đầu vào Hình 2.11: Kết quả mô phỏng 40
  45.  Phối hợp trở kháng lối ra. Zout=6.61 - j*2.17 Ω Ta thực hiện tính toán, mô phỏng tương tự như lối vào Trước hết, xác định giá trị chuẩn hoá của tải ta dùng công cụ Smith chart Nhập giá trị Zout=6.61 - j*2.17 Ω vào công cụ ta được: Hình 2.12: Giá trị chuẩn hóa của tải Tiếp theo đưa về tải có trở kháng thực, ta thêm một đoạn trở kháng rồi dùng chuột di chuyển giá trị tải chuẩn hóa một đoạn sao cho ta xác định được giá trị trở kháng thực 41
  46. Hình 2.13: Kết quả tính toán bằng công cụ Smith chart phối hợp trở kháng lối ra Từ công cụ Smith chart ta xác định được các giá trị phối hợp trở kháng lối ra. RL=6.56116 (trở kháng thực) với Z0=26 Ω, EEff=5.096 deg 42
  47. Sau đó sử dụng Broadband impedance matching để tính toán, nhập các giá trị vừa tìm được ở trên vào ta được: Hình 2.14:Broadband impedance matching Chọn N=2 Ta có: Z1= 30.093497 Ω Z2= 10.901292 Ω Vì Z1 và Z2 là trở kháng thực ta xác định được góc EEff đều = 90 deg Từ kết quả tính toán trở kháng lối ra của transistor PTFA240451E, ta sẽ mô phỏng mạch thực tế bằng phần mềm Advanced Desgin system (ADS) – đây là phần mềm thiết kế chuyên dụng trong lĩnh vực siêu cao tần. Các giá trị lý thuyết Z0,Z1 và Z2 được quy đổi ra các giá trị độ rộng (W), và chiều dài (L) các đoạn dây của mạch dải thông qua công cụ LineCalc của phần mềm ADS. 43
  48. Hình 2.15: Kết quả tính toán đoạn dây chêm phối hợp trở kháng lối ra dùng công cụ LineCalc củaADS2009 Hình 2.16:Mô phỏng phối hợp trở kháng đầu ra Hình 2.17:Kết quả mô phỏng 44
  49. Sau khi hoàn tất mô phỏng, ta tiến hành thiết kế layout cho mạch khuếch đại: Hình 2.18: Layout Hình 2.19: Mạch thực tế 2.4. Đo đạc kết quả và nhận xét  Với mạch AH201 Tham số S11 và S21 45
  50. Hình 2.20:Kết quả thực nghiệm S11 S11 là hệ số sóng phản xạ tại lối vào hệ số này càng nhỏ thì mạch hoạt động càng ổn định, nhiều khi ta phải hi sinh hệ số này để mạch hoạt động đảm bảo hơn như trên hình 2.20 tại tần số 2.45 GHz hệ số là -12.117 dB Hình 2.21:Kết quả thực nghiệm S21 46
  51. Từ kết quả thực nghiệm của tham số S21 là hệ số truyền từ cổng vào tới cổng ra tại tần số 2.45 GHz hệ số khuếch đại là 13.477 dB, chứng tỏ mạch hoạt động khá ổn định.  Với mạch PTFA240451e Tham số S11 và S21 Hình 2.22:Kết quả thực nghiệm S11 Hệ số sóng phản xạ tại lối vào của mạch là -8.239 dB tại tần số 2.5 GHz 47
  52. Hình 2.23:Kết quả thực nghiệm S21  Nhận xét: Như vậy mạch khuếch đại hoạt động tương đối tốt, khuếch đại ở dải tần từ 2.45 GHz – 2.7 GHz. Hệ số khuếch đại từ 11.808 dB – 13.630 dB (có thể đạt tới 15 dB do suy hao trên dây đo khoảng 1.5 dB). Dải thông đạt 250 MHz. 48
  53. KẾT LUẬN Trong thời gian tìm hiểu và nghiên cứu dưới sự hướng dẫn tận tình của thạc sỹ Đoàn Hữu Chức cùng với sự nỗ lực, cố gắng của bản thân, đến nay, toàn bộ nội dung của đồ án tốt nghiệp đã hoàn thành đáp ứng được các yêu cầu đặt ra về thiết kế bộ khuếch đại công suất hoạt độngtại băng tần S. Qua quá trình thực hiện đồ án, giúp em hiểu về thiết kế mạch siêu cao tần, sự khó khăn khi triển khai ứng dụng siêu cao tần từ lý thuyết cho tới thực tế, đúc rút thêm nhiều kinh nghiệm và kĩ năng làm việc quý báu. Từ nghiên cứu tổng quan, lý thuyết đến việc thực hiện thiết kế, chế tạo mạch điện đồ án đã thực hiện được các kết quả chính như sau:  Nghiên cứu kĩ thuật siêu cao tần.  Tìm hiểu các phần mềm, công cụ phục vụ cho việc thiết kế, chế tạo mạch siêu cao tần như phần mềm mô phỏng ADS,  Thiết kế chế tạo được mạch khuếch đại công suất cao tần. Tuy mới chỉ đạt được những kết quả còn rất khiêm tốn nhưng đây là bước đầu quan trọng để tôi có thêm tự tin tìm hiểuvànghiên cứu và ứng dụng trong lĩnh vực siêu cao tần. Tiếp tục nghiên cứu các giải pháp thiết kế nâng cao công suất cho các module khuếch đại có công suất lối ra lớn hơn 100W. Một lần nữa em xin gửi tới thầy Đoàn Hữu Chức lời cảm ơn chân thành nhất. Hải Phòng, ngày 5 tháng 7 năm 2014 NGƯỜI THỰC HIỆN Ngô Quang Duy 49
  54. TÀI LIỆU THAM KHẢO Tài liệu tiếng Việt: [1] Nghiêm Xuân Anh,Cơ Sở Kỹ Thuật Siêu Cao Tần. [2] GS.TSKH Phan Anh. Trường điện từ và truyền sóng, NXB Đại Học Quốc Gia Hà Nội, Hà Nội. [3] Phạm Minh Việt. Kỹ thuật siêu cao tần, NXB Khoa học kỹ thuật, Hà Nội. [4] Phối hợp trở kháng và Tuning Bởi Đại học Bách Khoa Hà Nội Tài liệu tiếng Anh: [1] Student’s Course Workbook Advanced Design System Agilent EEsof EDA - Customer Education Santa Rosa, California USA Part Number E8900-90675 [2] David M. Pozar, Microwave Engineering, John Wiley & Sons, Inc. Và một số tài liệu khác trên mạng. 50